Електронна схемотехника

”Наличието на красота в една теория трябва да

1. 
   ЕЛЕКТРОННА СХЕМОТЕХНИКА.
   

Върховите постижения във всяка област на човешката дейност са свързани в някаква степен и с изкуството. Водещи учени на XX век като Айнщайн, Дирак, Поанкаре подчертават значението на естетиката при създаване на всяка физическа или математическа теория. Всеки синтез, в това число и инженерният, като връх в съответната област, води до резултати, които не само решават проблема, но са и "красиви". Всичко това важи и за съвременната електроника. То обяснява и появата през последните две – три десетилетия на термини като "изкуство на електрониката" ("art of electronics") и "изкуство на схемотехниката" (“art of circuit design”)[Horowitz80]. “Красотата” на електронните схеми и системи е резултат не само на знанията и опита, но и на интуицията на създателите им в стремеж към простота и ефективност¹.

Понастоящем под "електронна схемотехника" се разбират както формалните, така и неформалните, творческите методи, средства и решения при създаване и изследване на електронните схеми. Те представляват сърцевината на курса по Импулсна схемотехника. Една от характерните особености в него е, че синтезът и анализът на схемите са свързани от една страна с изискванията за приложението им, а от друга – с възможностите на микроелектронните технологии. Затова и съдържанието на всяка тема (макар и не винаги явно), следва последователността синтез→анализ→приложение. Други цели на учебника са: ♦ да се подчертаят и използват общите импулсни характерни особености на аналоговата и цифровата схемотехника, т.е. на т.нар. “схемотехника на смесените сигнали” (“mixed signal circuit design”)² ; ♦♦ да се стимулира читателят към собствен стил при разработване на нови схеми и устройства; ♦♦♦ да се познават и разкриват причините за възможни схемни проблеми още преди възникването на самите проблеми.
2. СИГНАЛИ

“Ние сме във времето и времето е в нас“- “Единственото основание за времето е, че

Предмет на настоящия курс са методите и схемите за генериране, преобразуване и изследване на импулсни сигнали (импулси). Импулс е сигнал (напрежение, ток) действащ в електрическа верига за време по – малко или сравнимо с продължителността на преходните процеси в тази верига. (Ако сигналът, макар и със стръмни фронтове, е много по – продължителен от времетраенето на преходните процеси, прието е да се нарича потенциален). Според представянето на сигналите като функция на времето, те – както и съответните им схеми – се разделят най – общо на аналогови и цифрови. Класическият аналогов сигнал (фиг.2.1,а) е непрекъсната времева функция. Съвременните технологии са удобни за обработка на дискретизиран във времето аналогов сигнал (фиг.2.1,б), т.е. амплитудно – модулиран периодичен импулсен сигнал. Теорията на цифровата обработка (алгебра на логиката, крайни автомати) предполага, че сигналите са дефинирани в дискретни времеви моменти определени от синхросигнала, чрез

дискретни (квантувани)¹ амплитудни стойности (фиг.2.1,в). В двоичните системи тези стойности се наричат логическа нула – U⁰ и логическа единица – U¹ (фиг.В.1,в)². Използват се и дискретизирани по ниво (квантувани) сигнали, но с непрекъснат времеви аргумент (фиг.2.1,г). Те са асинхронни (без синхросигнал), а моментът на превключване се определя от събитие, напр. преминаване на аналоговия сигнал през ниво V_{r .} Аналоговите, както и цифровите сигнали, се третират като импулсни, когато поне един техен времеви параметър е по-малък от инертността, измервана чрез времеконстантите на съответните им схеми. В действителност импулсните сигнали най-често имат някоя от формите показани на фиг.2.2: правоъгълна, трапецовидна, експоненциална, линейно-изменяща се (трионообразна).

Фиг.2.1. Сигнали: а) аналогов,

б) дискретизиран във времето аналогов,

в) цифров; г) дискретизиран по ниво аналогов (асинхронен цифров).

Фиг.2.2. Импулсни сигнали: а) правоъгълен; б) трапецовиден;

в) експоненциален; г) трионообразен
Основните параметри характеризиращи сигналите , са два вида: амплитудни и времеви. Амплитудните параметри (фиг.2.3) са:

- Uм - амплитуда;

- Umin и Umax - минимална и максимална установена стойност на сигнала. В логическите (цифровите) схеми те са равни на т. нар. логическа нула - U⁰ и логическа единица - U¹. Прието е следното съответствие:

Umin = U⁰, Umax = U¹ при т. нар. "положителна логика",

Umin = U¹, Umax = U⁰ при т. нар. "отрицателна логика",

- Up - размах или амплитуда от връх до връх. Използва се при двуполярни импулси (фиг.2.3б) и при наличие на отскоци (фиг.2.3в);

- ΔU⁺ и ΔU^- - отскоци извън установените максимална, съответно минимална стойности на сигнала (фиг.2.3,в);

- ΔU_П - спад на плоската част (платото) на импулса (фиг.2.3,в).

- t_И - продължителност на импулса,

- t_П - плато на импулса,

- t_Ф1 и t_Ф2 - продължителност на предния и задния фронт. Използват се още и означения като t_Ф⁺ и t_Ф^- за нарастващия, съответно спадащия фронт, както и t_Ф⁰¹ и t_Ф¹⁰ за фронт от U⁰ към U¹ и от U¹ към U⁰.

Периодично повтарящите се импулси се характеризират (фиг.2.4) с:

Фиг.2.4. Периодичен импулсен сигнал

- k_З = t_И/Т - коефициент на запълване.

Реалните сигнали обикновено имат плавна крива. Ето защо времевите параметри зависят от приетите нива, спрямо които се измерват. Както е показано на фиг.2.5, за реперни точки на отчитане са приети А, В, С, D. Точките

A и D са на ниво U_min + Δu₁,

a B и C - на ниво U_mаx - Δu₂.

Тогава продължителността на фронтовете се определя като

t_Ф⁺ = t_AB и t_Ф^- = t_CD.

Величините Δu₁ = d₁U_м и Δu₂ = d₂U_м фиксират условно приетите нива.


При експериментални изследвания най-често се работи с d₁=d₂=d=10%. Времевият интервал измерен между нива 0,1U_м и 0,9U_м е прието да се нарича активна продължителност на фронта.
При теоретични изследвания се предпочитат стойности d = (1¸5)%. За особено прецизни схеми (напр. аналогово – цифрови преобразуватели) d е от порядъка на 2 ^{– n}, където n е броят на разрeдите в двоичното число. Понякога се налага нивата да се задават с конкретни стойности, за да се определят моментите, в които сигналът преминава през тях. Ето защо, ако не е предварително прието, при измерване на времевите параметри трябва да се посочват условията на измерването, т. е. нивата на отчитане.

→Например: t_Ф⁺_0,1-0,9 = t_ФА е стойността на нарастващ фронт, отчетена между нива 0,1U_м и 0,9U_м (т. нар. активна продължителност на фронта).

От фиг.2.5 се вижда, че продължителността на импулса може да се определи по два начина - между точките А и D - t_И0,1 или между точките В и С - t_И0,9. Възможен е и трети начин - в средата на амплитудата, т.е. на ниво 50%U_м - между точките P и Q. Той е най-удобен поради еднозначността на резултата и точността на отчитане. Измерената по този начин продължителност на импулса се нарича активна, т.е.

t_ИA = t_ИPQ = t_И0,5

“Опитът е всеобща майка на науката” – Сервантес

Изследването (анализът) на електронните схеми (фиг.3.1) се състои в подаването на стимул - входен (тестов) сигнал - към изследванaта схема (Circuit Under Test - CUT) и определяне на реакцията й - изходния сигнал. При това всяка изследвана точка (дори и вътрешна за схемата) се третира като изход. Характерът на изследването зависи от вида на:

- изследваната схема: линейна, нелинейна;

- входния сигнал: постояннотоков, синусоидален, импулсен и т.н.

При импулсните схеми, за да се определят основните характеристики и параметри, е необходимо да се изследват:

- статичния режим (анализ по постоянен ток);

- динамичния режим (анализ на преходните процеси).
3.1. Теоретичното изследване на електронните схеми представлява изследване на техните математически модели. То се свежда до решаване на уравнения или системи от уравнения: алгебрични - при статичен и диференциални - при динамичен режим. Специфичен за цифровите схеми е нелинейният характер на тези уравнения. Методите за анализ могат да се разделят най-общо на две групи: аналитични и числени.

Аналитичните методи дават решение на уравненията във вид на формули. Тяхното предимство е, че крайните резултати отразяват - обикновено в явен вид - влиянието на основните фактори върху параметрите на схемите.

За получаването на тези крайни резултати, обаче, се налага да се използват опростени модели и да се правят различни опростяващи допускания. С това се понижава точността на анализа. Сложността на цифровите схеми и нелинейният характер на моделите им ограничават, а често пъти правят невъзможно прилагането на аналитични методи.

Числените методи за решаване на уравненията (системите от уравнения) са основа на компютърното моделиране. То се характеризира с универсалност и точност. Последната се постига чрез използуване на точни, но сложни многопараметрични модели на схемните компоненти. Обаче численият вид на крайните резултати обикновено затруднява тяхното използване, тъй като не представя зависимостите в явна форма. Така например, за отразяване влиянието на всеки от параметрите на схемните компоненти върху параметрите на цялата схема, се налага многократно числено решаване на основните уравнения с различни входни данни. А това изисква усъвършенствувана входно-изходна система (т.нар. потребителски – user friendly - интерфейс) за управление на целия числен експеримент и за визуализация на резултатите от него. Понастоящем най-разпространената програмна система за числен анализ на електронни схеми е системата SPICE (Simulation Program with Integrated Circuits Emphasis).

Компютърното моделиране предоставя богати възможности за разнообразни изследвания:

а) могат да се изследват всякакви схеми: съществуващи на практика или не, стандартни и широко използвани или специализирани, но скъпи или трудно достъпни;

б) за определен вид схема параметрите на изграждащите я елементи могат да се променят в широки граници - дори и такива, при които реалната схема просто няма да функционира;

в) поведението на всяка схема може да се изследва при най-разнообразни условия за работа - дори и при въздействие на сигнали, които биха повредили реалната схема;

г) персонален компютър плюс програмна система за анализ могат: ♦ да заменят няколко измервателни уреда, опитни постановки и различни схеми; ♦♦ да съкратят значително времето за разработка на ново изделие (т.нар. time-to-market). Следователно замяната на реалния експеримент с моделиране има и икономически основания.

- цифрово - аналогови (ЦАП) и аналогово - цифрови (АЦП) преобразуватели;

- цифрови входове и изходи: извеждат и въвеждат сигнали със стандартни логически нива '0' и '1';

- функционален генератор: в неговите изходи се получава периодично напрежение с правоъгълна, синусоидална, трионообразна и произволна (зададена от експериментатора) форма;

- цифров осцилоскоп;

- лабораторен стенд с комутационно поле, в което се поставя изследваната схема.

Трите подхода за изследване на електронни схеми – аналитично, чрез моделиране и експериментално - имат както своите специфични особености, така и естествена, логическа връзка помежду си. Идеалният и максимално информативен случай е, когато те се съчетаят. Така например, чрез моделиране за кратко време могат да се изследват множество различни схемни варианти, да се проследи и анализира влиянието на много отделни елементи и фактори, включително и на околната среда. Така получените резултати са почти "истински" и се доближават до експерименталните¹. От своя страна лабораторният експеримент дава реална представа за самата схема, тя може “да се види”, да се свърже по необходимия начин и да се постави при определени работни условия. Тогава данните от измерванията са наистина реални. Накрая резултатите от моделирането и/или експерименталното изследване могат да се представят (обикновено чрез апроксимация) аналитично, т.е. чрез формули, аналогични на тези, които се получават от теоретичния анализ и да се сравнят с тях.

4.2. Проектиране

Основното при този подход е абстракцията – въвеждат се нива на абстракция и се работи с абстрактни модели. Във всяко ниво реалните елементи (схеми, модули и т.н) се заместват от модели – тип ''черна кутия''. Тези модели се абстрахират от многобройните вътрешни детайли, но съдържат информацията, необходима за работа на съседното по – високо иерархично ниво². В нарастващ порядък на абстракция нивата са:

♦ схемно – съдържа основните транзисторни схеми. Тяхното поведение се описва с предавателни характеристики и времеви параметри на сигналите;

♦♦ логическо – в него са базовите логически елементи (gates), описвани поведенчески чрез булеви уравнения и закъснения;

♦♦♦ функционално – съдържа модули (устройства)

като регистри, аритметични, логически, запомнящи

и др. възли, представени с входно/изходните регистри, операциите извършвани в тях и закъсненията на сигналите. Tова ниво е удобно при нов проект, тъй като той може лесно да се опише и симулира само чрез обмен между регистрите, поради което се означава като RTL (Register Transfer Level);

♦♦♦♦ системно – най – високото ниво на абстракция – за описание на сложни системи (типичен пример е процесорът), чието поведение се задава алгоритмично. .

Описаните особености на този подход улесниха създаването на т.нар. развойни системи или системи за автоматизирано проектиране, популярни със съкращението CAD (Computer Aided Design) systems. В тях са включени средства за синтез и симулация на всяко ниво, за верификация на проекта или негови части, за разполагане и опроводяване, за документиране и др.

В началото на цялостната разработка на една интегрална схема или система. наред с функцията и/или поведението на бъдещото изделие, се задават базовите параметри (изисквания, ограничения) и се определят връзките и зависимостите между тях. За целта се използват количествени оценки, т. нар. метрики (metrics) [Rabaey03] на качествата на схемите, т.е. на параметрите им. След това започва процеса на проектиране ''отгоре – надолу''.

Ще се спрем накратко на няколко от най – съществените общоприети метрики за цифрови схеми и системи. Консумираната мощност е енергията, консумирана (разсейвана) от схемата за единица време. Консумацията определя мощността на захранващите източници, времето на живот на батериите, размерите на захранващите шини. От друга страна подадената към схемата енергия се превръща в топлина, която трябва да се отведе и разсее чрез корпуса и охлаждащата система. А това е свързано с цената и надеждността. В компютърните системи максималната разсейвана мощност ограничава броя на елементарните схеми (gates) върху чипа, както и бързодействието (броя на превключванията, съответно – на операциите – за единица време).

Средната консумирана (разсейвана)мощност се определя като

P_ср = V_захр .i_захр(t)dt = i_захр(t)dt ,

където i_захр е токът от захранващото напрежение V_захр през интервала

t є [0,T ]. При оразмеряване на захранващите шини от значение е максималната моментна мощност

P_max = max [V_захр .i_захр(t)] = V_захр .i_max

където i_max е максималната стойност на тока i_захр през разглеждания времеви интервал.

Разсейваната мощност е сума от две съставящи: ♦ статична – в покой, когато няма превключвания. Дължи се на постоянно протичащ ток от захранване към маса и на утечен ток; ♦♦ динамична – при превключване. Определя се от процесите на зареждане и разреждане на капацитетите, както и на краткотрайно протичащ ток от захранване към маса.

Закъснението на сигнала¹ при преминаване (разпространение) през схемата, т.нар. propagation delay, зависи от скоростта с която енергията се подава към схемата и се извежда от нея. Ето защо произведението мощност x закъснение (power-delay product) е мярка за качеството на превключващите схеми и системи. Всъщност то е равно на енергията консумирана при превключване. За фиксирана технология и схемна конфигурация това произведение е постоянна величина.

Обикновено преди започване на проектирането произведението мощност x закъснение е зададено (фиг. 4.2) Стремежът е в края на проектирането неговата стойност да бъде минимизирана. Тя, обаче, е свързана с размерите на интегралната схема, а те – с производствените разходи (чрез т.нар. ''процент годни схеми''). От друга страна и четирите основни параметъра – скорост, мощност, шумозащитеност, площ (фиг. 4.2) – влияят върху времето и разходите за проектиране. А проектирането и производството в крайна сметка определят цената.

При аналоговите схеми и системи параметрите са повече, а зависимостите между тях – по–сложни. Например в [Razavi98a] те са осем (мощност, скорост, шумове, линейност, усилване, амплитуда, захранващо напрежение, входно/изходен импеданс), а почти между всеки два съществуват взаимни връзки

Поради броя на базовите параметри и сложните взаимни зависимости между тях, разработването на интегрални схеми по същество е процес на многопараметрична оптимизация, процес с многобройни итерации и компромиси (trade – offs) с оглед проектирането им за съответните приложения. Например при сървърите най – голямо значение има бързодействието, при преносимите (мобилните) устройства – консумацията и т.н. А надеждността и цената, макар и с различна значимост или ”тежест”, са общи изисквания към всички крайни изделия.
4.3. Технология и схемотехника. Първите поколения интегрални схеми бяха по биполярна технология. Тя дава възможност за създаване на бързодействащи схеми, но с цената на голяма консумирана/разсейвана мощност. Именно консумацията се оказа ”препъни – камък” за повишаване плътността на компонентите, съответно – степента на интеграция – на цифровите схеми. Затова МОS, а след нея CMOS технологията, не само измести биполярната, но завладя всички области – цифрова, аналогова, сензорна електроника и т.н. Други авангардни технологии – BiCMOS, SiGe, свръхпроводимост – засега имат съвсем ограничено приложение, главно поради високата цена. CMOS, обаче, е изцяло ориентирана към оптимизиране (скорост, мощност, цена) на цифровите схеми. Проектантът на аналогови схеми не може да измени технологията. Той трябва да решава проблемите чрез схемотехнически способи, да използва специфичните особености и предимства на CMOS: високоомен вход, динамично запомняне на сигналите върху паразитните капацитети, превключване на аналогови сигнали, съгласуване стойностите на кондензаторите и др. Въобще технологията налага – независимо от вида на схемите – строги ограничения, с които проектантите схемотехници трябва да се съобразяват. Но и те предявяват своите изисквания към технологията, като : непрекъснато намаляване на размерите на компонентите (scaling), намаляване съпротивлението на шините, подобряване на изолацията между тях и т.н. Всъщност тези изисквания диктуват насоките на развитие на съвременната CMOS технология. Както се вижда, за разработване на интегрални схеми са нужни технологични знания и схемотехнически умения, както и усет, интуиция, изобретателност – качества, които не се поддават на формализация и затова липсват в CAD системите.

Бързодействието е характерно за почти всички съвременни схеми. Това обуславя импулсния характер на сигналите в тях. Наред с класическите направления по обработка на импулсни сигнали, се развиват и по – нови, като:

• 
  Аналогови проблеми на цифровите схеми свързани с шумовете и шумоустойчивостта, разпространението на сигналите, синхронизацията и др.;
  
• 
  Прилагане на цифрови методи и схеми в аналоговите модули с цел подобряване на характеристиките им;
  
• 
  Създаване на нови схеми със смесени сигнали и съответните им модели, подходящи за top – down проектиране.
  

Oсновно изискване към всяка схема e да изпълнява своята функция в реални условия, т.е. при наличие на дестабилизиращи фактори. Способността ѝ да издържи, ”да се справи” с тях и да функционира нормално е прието да се нарича робастност (от англ. robustness¹). Най – общо тези фактори могат да се групират като: ♦ изменения (вариации) на производствения процес и околната среда (вкл. захранването) ; ♦♦ шумове; ♦♦♦ процеси в съединителните проводници при разпространение в тях на високоскоростни сигнали. Първите две групи от фактори са разгледани по – долу, а третата – в гл.10.

Логическите променливи могат да приемат само две дискретни стойности, напр. 0 и 1, х и и т.н. Но това са математически абстракции. Тяхното електрическо съответствие са номиналните стойности на сигналите U⁰0 и U¹1, които не са дискретни, а аналогови величини. Те могат да приемат стойности (фиг.5.1.а) в непрекъснатите интервали

U⁰ϵ [, ] и U¹ϵ [, ].

За да определим границите на тези интервали, ще разгледаме две схеми във верига от каскадно свързани еднакви инвертори, показани на фиг.5.1.в . Максималната стойност на U¹ е ограничена от захранващото напрежение V_DD , а минималната стойност на U⁰ – от общата маса¹:

От друга страна, изходният сигнал на инвертор k трябва да осигури стабилно включване на инвертор k +1 в състояния 0 и 1. От фиг. 5.1.а се вижда, че това е възможно само, ако

> и < .

Получените области (интервали) на напреженията, съответстващи на логическите стойности 0 и 1 са показани на фиг. 5.1.б. Те са извън активната област. За тях тя е неопределена (в нея изходът на инвертор k е логически неопределен) или забранена (за входни напрежения към инвертор k +1).

K= –20,6). След това се построява хоризонтална права с ордината –1. Неините пресечни точки с кривата D(V(OUT)) са именно Т_H и Т_L , чиито абсциси – в случая – са = 1, 265V и = 1, 735V.

От направения анализ на ПХН особено важни са напрежителните области определени по абсцисата от U⁰ до и от U¹ до . Те са мярка за защитеността или устойчивостта¹ на схемата срещу дестабилизиращи фактори, в частност – срещу шумове.

Под ''шумове'' в контекста на електрониката се разбират ''нежелани изменения на напреженията и токовете във възлите на схемата'' [Rabaey03].

= – U⁰ и = U¹ –

Тези две величини определят максималните отклонения на работните точки, причинени от дестабилизиращи фактори, при които една система не променя вътрешните си състояния (на практика – състоянията на нейните запомнящи елементи – тригерите). При това става дума за устойчивост спрямо шумове със статичен характер, съответно за статична шумоустойчивост. Това са шумове, чиято продължителност е по – голяма от времетраенето на преходните процеси в схемите. По – краткотрайни шумове могат да бъдат и с по – големи амплитуди от и , но да не смущават поведението на схемата. По – важна е тяхната енергия, както и инертността на атакуваните схеми. Затова динамичната шумоустойчивост трябва да се анализира за всеки конкретен случай.

Линейно – отсечкова апроксимация на ПХН, удобна за анализ, е показана на фиг. 5.4. Точките, в които усилването е K= –1, се проектират върху хоризонталните оси с ординати съответно U¹и U⁰ (в случая U¹=V_DD =3V и U⁰ =0V). Така получените нови точки Т_H и Т_L имат абсцисите на оригиналните точки и се запазва точността на и . Отсечката между Т_H и Т_L апроксимира линейно активната област на ПХН.

Характеристиките на цифровите схеми, въпреки присъщата им шумоустойчивост, също се влошават. На фиг 5.5.а е показана ПХН, проектирана с еднакви запаси и . На фиг. 5.5.б тя е съпоставена на други две характеристики, деформирани вследствие на разглежданите дестабилизиращи фактори. С голям брой измервания може да се получи и областта, в която практически се намират всички реални ПХН (фиг 5.5.в). Както се вижда, вариациите на производствения процес и околната среда: ♦ намаляват стойностите на U⁰, U¹ и амплитудата U_м ; ♦♦ разширяват активната област ΔU_A , с което намаляват запасите на шумоустойчивост и ; ♦♦♦ отместват ПХН и нарушават симетрията между и . Всичко това прави схемите по – уязвими на шумовете, описани в

следващата т. 5.3.


Проектиране, което съчетава най – неблагоприятните вариации на производствения процес и околната среда, се нарича ‘’проектиране за най – лошия случай’’(‘’worst case design’’). Вероятността, обаче, всички фактори да действат еднопосочно в някой момент, е твърде малка. Затова се предпочита статистически подход. Той се базира на законите на разпределение (най – често – нормално ) на параметрите на производствения процес. Въз основа на тях се определя вероятността параметрите на прозведените схеми да бъдат в границите на заданието (спецификацията). Влиянието на околната среда (напр. температурата), обаче, не е случайно, а детерминирано , в резултат на което получените резултати се изменят в определена насока.

В заключение може да се дефинира (фиг. 5.5.г) идеалната ПХН на инвертор:

U⁰ =0, U¹ = V_DD , U_м = U¹ = V_DD , ΔU_A =0, = =U_м =V_DD . Ако към тези параметри прибавим безкрайно голямо входно съпротивление R_IN и нулево изходно съпротивление R_OUT = 0, ще получим статичния модел на идеалния инвертор.
5.3. Шумове. Източниците на шумове са: ♦ външни – от промишлени, битови, комуникационни и др. устройства. Достигат до схемите като електромагнитни полета или през мрежовото захранване; ♦♦ вътрешни: а) собствени шумове на компонентите (транзистори, резистори и др.; б) шумове генерирани от самите схеми при превключването им. Пропорционални са на амплитудата на комутирания сигнал. Тези шумове проникват към останалите схеми по различни начини. Някои от тях са показани на фиг. 5.6. Между всеки два съседни проводника съществува капацитет и взаимна индуктивност. Промените на тока или напрежението в единия проводник влияят върху сигнала в другия. Върху шините на захранването и масата съшо възникват шумове, вследствие на индуктивността и съпротивлението на самите шини (фиг. 5.6.в).

В интегралните схеми със смесени сигнали особена опасност представляват шумовете от цифровите схеми. Те проникват по капацитивен, индуктивен и съпротивителен път през общата подложка. Аналоговите схеми са силно уязвими поради наличието в тях на чувствителни точки и много малки сигнали.

Специално внимание изискват напълно изолираните възли. Върху тях се установяват т. нар. ''плаващи потенциали'', които също могат да бъдат източник на смущения. Техните особености, обаче, могат да се превърнат в полезни, както например в технологията FAMOS на Intel за препрограмируеми памети EPROM.

Стабилното функциониране на схемите не се изчерпва с казаното дотук. Съществуват схемни конфигурации с малък шумов запас, които работят стабилно при високи нива на шумовете. Един прост пример за това е показан на фиг. 5.7. През паразитния резистор R_N шумов източник с амплитуда V_N достига до съединителния проводник между двата инвертора. Първият от тях е в състояние логическа нула, транзисторът M_N1 е отпушен и може да се замести със съпротивлението на неговия канал r_CN . Транзисторът M_N2 във втория инвертор е запушен и би могъл да се отпуши от положителната амплитуда V_N на шума.

Съпротивлението на шината е много по – малко от r_CN и R_N и може да се пренебрегне. Вследствие на шума напрежението на шината, съответно на гейта на M_N2, се повишава със стойност V_N . На практика, обаче, тя не може да отпуши M_N2 , тъй като R_N >> r_CN. Както се вижда, благодарение шунтиращото действие на отпушения транзистор M_N1, шумът не нарушава нормалната работа.

Анализът на общия случай почива на следните допускания:

♦ Чувствителният възел (най – често това е входът на схемата, но би могла да бъде и друга точка) е със симетричен запас на шумоустойчивост

= = аU_м,

където а е от порядъка на 0,3÷0,4, а в идеалния случай а=0,5 (фиг.5.5.г);

♦ Външните шумове са с амплитуди V_NEXT = {V_NE1, V_NE2, …..V_NEi } и коефициенти на предаване към чувствителния възел съответно

b_ЕХТ = {b_E1, b_E2…b_Ei} ;

♦ Вътрешните шумове са пропорционални на амплитудата U_м. Те постъпват към чувствителния възел с коефициенти на предаване

c_INT={c_I1, c_I2….c_Ij }.

Тогава шумът в разглежданата точка е сума от вътрешните и външните шумове. За стабилна работа той трябва да не превишава запасът на шумоустойчивост:

следователно

Получените резултати водят до следните изводи: i) Най – ефикасният подход за осигуряване на стабилна работа при големи външни и вътрешни шумове е намаляването на коефициентите b_ЕХТ и c_INT. Това означава да се затрудни достъпа на шумовите източници до чувствителната точка чрез екраниране (скрити изолиращи слоеве, дълбоки изолиращи канавки, заграждащи рингове и др.). Друга мярка в тази насока е създаването на схеми и схемни кофигурации с ниска чувствителност към постъпващи шумове – напр. схеми с диференциална структура; ii) Увеличаването на амплитудата на сигнала U_м може да помогне в борбата с външните шумове, но това води до увеличаване на вътрешните шумове и консумираната мощност ; iii) Необходим е максимален запас на шумоустойчивост. Със схемотехнически средства да се постигне а ≈ 0,5, а защо не и а>0,5 – напр. чрез прилагане на хистерезис (вж. гл.21).