Съдържание Увод 6 Глава Конструктивни особености, класификация и основни характеристики на постояннотоковите двигатели 8


Глава 3 Методи и схеми за регулиране на постояннотокови двигатели



страница3/5
Дата01.08.2018
Размер2.8 Mb.
1   2   3   4   5
Глава 3

Методи и схеми за регулиране на постояннотокови двигатели
Скоростта на въртене на един постояннотоков двигател е пропорционална на входното напрежение и обратнопропорционална на големината на магнитния поток от възбудителната намотка (извод от уравнения (2.9), (2.10), (2.19) и (2.20)), а въртящият момент е пропорционален на тока в котвата и на магнитния поток от възбудителната намотка (извод от уравнение (2.11)).

Като следствие за възможностите за регулиране на скоростта на един постояннотоков двигател, може да се каже, че това може да стане чрез изменението на всеки един от параметрите в представените по-горе зависимости:

- на Ф – чрез изменение на тока във възбудителната намотка (ако двигателя не е с постоянни магнити);

- на захранващото напрежение U;

- на тока в котвата Ia.

Промяна на тока може да се постигне – чрез изменение на захранващото напрежение, чрез изменение на електрическото съпротивление във веригата или чрез използване на електронно управление.
Регулиране на скоростта може да се осъществи чрез промяна на тока във възбудителната намотка (ако двигателят не е с постоянни магнити) или на котвената или двете едновременно чрез съпротивления или електронно управление. Посоката на въртене може да се промени, както чрез смяна посоката на тока в котвата или смяна на посоката на тока във възбудителната намотка (ако двигателят не е с постоянни магнити), но не и двете едновременно.

3.1. Регулиране чрез изменение на напрежението

Регулирането на скоростта на постояннотоковите двигатели чрез изменение на напрежението изисква специални токозахранващи източници. Обикновено този метод се използва само за маломощни приложения.

Стъпално изменение на напрежението може да се постигне най-лесно чрез използване на променливотоков източник (мрежово захранване) и трансформатор с повече изводи от вторичната намотка. Трансформираното напрежение след това (в повечето случаи) е необходимо да се изправи чрез токоизправител. Друг начин е използването на специален трансформатор, на който единият от изводите от вторичната намотка представлява плъзгач, който контактува с навивките от нея. По този начин при преместването на плъзгача се обхваща различен брой навивки за вторичната намотка, а на изхода се получава съответстващо по стойност напрежение, като то също се променя стъпално (стъпката зависи от отношението волт/навивка).

Плавното изменение на напрежението изисква използването на регулатори на напрежение, които обикновено са ограничени от способността им за разсейване на топлинна мощност (тъй като ефективността на тези регулатори е около 90-97%.) и стойността на изходния ток.


3.2. Регулиране чрез последователно включване на резистори (реостатно управление)

Друг метод за промяна на захранващото напрежение върху двигателя (а съответно и на неговия ток) е чрез последователното включване на резистори (реостатно управление), но то е съпътствано със значителни загуби на енергия в допълнителните резистори. Този начин за управление все още се използва в практиката, тъй като обикновено се използва само в режимите на развъртане и спиране на двигателите. Тъй като това са сравнително кратки преходни процеси, тук се разчита, че използваните резистори нямат възможност да се загреят достатъчно, за да изгорят.

Най-простото устройство използва контактор и резистор, електронни контроли показват тока на двигателя и превключват резистора в схемата, когато токът падне под дадена стойност (това става, когато двигателят достигне максимално предвидената си скорост на въртене). Когато се включи съпротивлението, двигателят ще повиши скоростта си над номиналната при номинално напрежение. Когато токът на двигателя се повиши, управлението ще изключи резистора и въртящото поле ще намалее. Това важи само, ако въртящият момент, развиван от двигателя, е по-голям от съпротивителния на машината, която задвижва. В противен случай става „Прекатурване“ и скоростта при намаленото възбуждане е по-малка (двигателят при по-малко възбуждане има по-малък въртящ момент).
3.3. Фазово (фазо-импулсно) регулиране

Друг метод се прилага широко в практиката, в случаите, когато се използва за захранване директно променливо напрежение. Това е метода за фазово (или фазо-импулсно) регулиране.

Серийните “универсални” електродвигатели (наречени така, защото работят еднакво добре при захранване с постоянно и променливо напрежение) се използват широко за битови цели, като например електрически пробивни и разстъргващи машини, перални, миксери и т. н. Универсалните електродвигатели за битови цели работят стабилно при захранване от променливотоковата мрежа и обикновено имат една честота на въртене (т. е. постоянни обороти).

Това ограничение на честотата на въртене може да се избегне чрез използване на схеми за фазово регулиране, съчетани с тиристор, симетричен тиристор или двойка симетрични тиристори в един корпус. Освен това може да се прибави твърде проста тиристорна схема, която да реагира на промените на честотата на въртене и автоматично да изменя подаденото на електродвигателя напрежение, така че честотата на въртене да не се променя при промяна на натоварването на електродвигателя.

Универсалните електродвигатели работят еднакво добре при постоянни и променливи напрежения. Това обуславя възможността електродвигателите да работят с пулсиращо напрежение от еднополупериоден токоизправител. Интересно е да се подчертае, че в този случай саморегулирането на честотата на въртене обуславя мощност и честота на въртене с не повече от 20% по-малки от тези при обикновено захранване с променливо напрежение от мрежата [3].

Това дава възможност за реализиране на много ефикасна и евтина еднополупериодна тиристорна схема за управление на електродвигатели.

Друг интересен факт е, че при работа с еднополупериодно захранващо напрежение през празните полупериоди от остатъчното магнитно поле в ротора се създава обратно е. д. н., чиято големина е пропорционална на честотата на въртене на електродвигателя. Това обратно е. д. н. може да задейства проста електронна схема и да се използва за създаване на обратна връзка, с която се подобрява автоматичното поддържане на честотата на въртене на електродвигателя.

Еднополупериодните схеми за регулиране са особено привлекателни поради своята икономичност и ефективност.

На фиг. 3.1а е показана основната схема на прост еднополупериоден регулатор на честотата на въртене, работещ на принципа на фазовото регулиране. Резисторът R1 и кондензаторът C1 образуват едновременно делител на напрежение и фазоизместваща верига, която осигурява във всеки полупериод закъснение на включването на тиристора с почти 180°.

В началото на всеки положителен полупериод тиристорът е изключен и на фазоизместващата верига е подадено захранващото напрежение през диода Д1. Напрежението върху кондензатора C1 с известно фазово закъснение достига до напрежението на включване на пусковото устройство, то се включва и разрежда C1 през управляващия електрод на тиристора. В резултат на това тиристорът се включва, подава напрежение на електродвигателя и премахва захранващото напрежение от веригата Д1 — R1 — C1.

Когато потенциометърът R1 е поставен на минимум, веригата R1 — C1 внася пренебрежимо малко затихване и фазово изместване, поради което тиристорът се включва малко след началото на всеки положителен полупериод, на електродвигателя се подава голямо напрежение и той работи с голяма честота на въртене. При поставяне на R1 на максимално съпротивление, веригата R1 — C1 внася голямо затихване и фазово изместване, поради което тиристорът се включва малко преди края на всеки положителен полупериод, на електродвигателя се подава малко напрежение и той работи с малка честота на въртене. Следователно честотата на въртене на електродвигателя може да бъде регулирана от нула до максимум чрез промяна на съпротивлението на R1.

На фиг. 3.1б е показана основната схема за фазово регулиране, при която като регулиращ елемент се използва симетричен тиристор. Товарът и тиристорът са свързани последователно спрямо мрежовото напрежение. Сигналът за управление на тиристора се взема от неговия анод А2 посредством схемата за изменяемо фазово закъснение и пусковото устройство. Схемата за изменяемо фазово закъснение подава на входа на пусковото устройство променливо напрежение, чиято фаза по отношение на напрежението на анода А2 на симетричния тиристор може да се изменя от 0 до 180° (в идеален случай), т. е. един полупериод на мрежовото напрежение. Пусковото устройство представлява “ключ”, управляван с напрежение, който се включва и задейства симетричния тиристор, когато изходното напрежение на схемата за фазово закъснение достигне определена стойност, т. е. след изтичане на предварително определеното време.

На фиг. 3.2 са показани времедиаграмите в различни точки на схемата при три различни времена на закъснение. При фазово закъснение 10° симетричният тиристор се включва 10° след началото на всеки полупериод и се самоизключва след изминаване на останалите 170° от полупериода. При това положение на товара се подава почти пълната мощност.

Когато схемата за фазово закъснение е регулирана да дава закъснение 90°, симетричният тиристор се включва чак по средата на всеки полупериод и на товара се подава половината от максимално възможната мощност. На последната колона времедиаграми е показано включването на симетричния тиристор на 170° от началото на полупериода, т. е. тиристорът е включен само през 10° от полупериода и върху товара се отделя много малка част от мощността. Следователно чрез промяна на фазовото закъснение може да се изменя мощността върху товара от 0 до максимално възможната. При това през времето, когато тиристорът е включен, върху него се отделя много малко “загубна” мощност, което осигурява много голям коефициент на полезно действие на системата за регулиране.

Схемата на блока за фазово закъснение от фиг. 3.1 може да се реализира по два основни начина. Единият се състои в използване на еднозвенна или многозвенна фазоотместваща изменяема RC-група, а при втория начин се използва закъснителна изменяема RC-верига, която превръща закъснението на фазата в закъснение по време. Например един полупериод от мрежовото напрежение с честота 50Hz има продължителност 10ms, при което на един градус отговаря време 55,5μs, а при фазово закъснение 90° еквивалентното закъснение по време е 5ms.

Една практическа схема на еднополупериоден регулатор на честотата на въртене на електродвигатели е представена на фиг. 3.3.

Паралелното свързване на потенциометрите R1 и R2 позволява схемата да бъде настроена така, че при максимално съпротивление на R1 честотата на въртене да намалява почти до нула, което осигурява максимален обхват на регулиране с помощта на R1. Резисторът R3 се използва за ограничаване до допустима големина на върховата стойност на тока на зареждане на кондензатора C1, когато съпротивлението на R1 е близко до нула.

Резисторите R4 и R5 осигуряват верига за разреждане на C1 през отрицателните полупериоди, което гарантира минимално рязко включване на електродвигателя.

В схемата в ролята на пусково устройство е използвана транзисторна схема. Тук транзисторите Т1 и Т2 са запушени, докато напрежението върху тях достигне до 7,5 V, след което се отпушват, развива се регенеративен процес и те се насищат. При това положение кондензаторът C1 се разрежда през тях и управляващия електрод на тиристора. Напрежението на включване зависи от отношението R5/R6.

В схемата се постига известно саморегулиране на честотата на въртене чрез последователното свързване на резисторът R9 с катода на тиристора, върху който при включен тиристор се получава пад на напрежение. Върховата стойност на това напрежение е право пропорционална на върховата стойност на тока на електродвигателя.

Кондензаторът C2 се зарежда през диода Д2 до върховата стойност на напрежението върху R9 и напрежението на C2 се подава на базата на транзистора Т2 през резистора R8. В резултат на това се намалява напрежението на включване на регенеративния ключ Т1 — Т2.

Нека предположим, че електродвигателят има определена честота на въртене, зададена от R1, и натоварването му изведнъж се увеличи. В резултат на това се появява стремеж за намаляване на честотата на въртене, токът на електродвигателя нараства и се увеличава падът на напрежение върху R9. Увеличава се и напрежението върху C2, с което напрежението на включване на регенеративния ключ Т1 — Т2 намалява. В резултат на това през следващия положителен полупериод на мрежовото напрежение ключът и тиристорът ще се включат по-рано, подаденото на електродвигателя напрежение автоматично ще нарасне и ще се стреми да възстанови първоначалната честота на въртене. Това показва, че схемата осъществява известно саморегулиране на честотата на въртене.

Трябва да се отбележи, че степента на саморегулиране на разгледаната схема не е особено голяма, тъй като зависимостта на тока на електродвигателя и напрежението за обратна връзка в схемата не е линейна. Независимо от това стабилността на честотата на въртене е значително по-голяма, отколкото при нерегулираната схема без резистора R9. За увеличаване на стабилността е необходимо опитно да се подбира съпротивлението на R9 за всеки конкретен електродвигател.

Друга възможна схема за регулиране на честотата на въртене на електродвигател с автоматично поддържане на тази честота е показана на фиг. 3.4.

За отчитане на промяната в честотата на въртене се използва обратното е. д. н. върху котвата. При промяна на честотата на въртене се изменя моментът на включване на тиристора, с което се осигурява постоянна честота на въртене при промяна на товара. Схемата работи много ефективно и се препоръчва особено много за регулиране на електрически пробивни и разстъргващи машини, при които по принцип има големи промени на товара.

Схемата от фиг. 3.4 е твърде проста. Резисторите R1 и R2 образуват делител на напрежение, а диодът Д1 работи като еднополупериоден токоизправител. Делителят и диодът подават на плъзгача на потенциометъра R2 само положителните полупериоди на мрежовото напрежение с намалена амплитуда, откъдето през диода Д2 те се подават на управляващия електрод на тиристора. В началото на всеки положителен полупериод тиристорът е изключен и на катода му е приложено напрежение, зависещо от честотата на въртене и равно на обратното е. д. н. върху ротора на електродвигателя. В моментите от всеки положителен полупериод, когато напрежението на плъзгача на R2 надхвърли обратното е. д. н. върху ротора, диодът Д2 и тиристорът се отпушват и на електродвигателя се подава напрежение от мрежата. Това напрежение се подава само в частта от полупериода, в която напрежението на плъзгача на R2 е по-голямо от напрежението върху ротора.

Ако плъзгачът на R2 е поставен в такова положение, че на анода на Д2 се подава голяма част от мрежовото напрежение, тиристорът ще се включва и ще подава напрежение на електродвигателя в началото на всеки положителен полупериод, поради което честотата на въртене ще бъде висока. При другото положение на плъзгача на R2 на анода на Д2 се подава малка част от мрежовото напрежение, тиристорът се отпушва към средата на полупериода и честотата на въртене на електродвигателя ще бъде по-ниска.

За тази схема трябва да се отбележи, че тъй като максималната стойност на напрежението във всеки полупериод настъпва при фазов ъгъл 90°, тиристорът не може да бъде включен чрез управляващия си електрод след преминаването на тази максимална стойност. Следователно, когато и да се включи тиристорът, той подава на електродвигателя захранващо напрежение най-малко през една четвърт от периода на мрежовото напрежение. Това свойство на схемата обаче не пречи за получаването на малка честота на въртене на електродвигателя поради явлението, известно като “периодично пропускане”.

Тъй като в режим на периодично пропускане схемата осигурява подаване на електродвигателя на напрежение през най-малко 1/4 от периода, при малка честота на въртене се получават много големи въртящи моменти. Следователно при малка честота на въртене и големи натоварвания се получават забележими вибрации на електродвигателя. Някои потребители намират това за нежелателно. Вибрациите могат да бъдат намалени чрез понижаване на въртящия момент при малка честота на въртене, което се постига с преобразуване на схемата, както е показано на фиг. 3.5.

Тук с помощта на кондензатора C1 се реализира фазоизместваща група във веригата на управляващия електрод, която осигурява намаляване на продължителността на включеното състояние на тиристора на по-малко от 1/4 от периода. С това се осигурява подаване на по-малки “порции” мощност на електродвигателя. Капацитетът на кондензатора C1 (между 1 и 10 μF) се избира компромисно, за да се получат едновременно голям въртящ момент и малки вибрации при ниска честота на въртене. Този компромис се определя от личното желание на потребителя.

Както вече бе подчертано, двуполупериодното захранване на универсални електродвигатели води до повишаване на мощността и честотата на въртене само с около 20% в сравнение с еднополупериодното захранване. Поради това двуполупериодните схеми за регулиране на честотата на въртене имат малко предимства в сравнение с простите еднополупериодни схеми. Освен това с тях е трудно да се постигне добро автоматично поддържане на честотата на въртене. В действителност досега не е произведена нито една двуполупериодна схема, която да може да съперничи по цена и параметри на простата автоматична еднополупериодна схема от фиг. 3.4.

Двуполупериодните схеми не са намерили широко приложение и се използват за регулиране на честотата на въртене без автоматичното и поддържане, особено като прибор за управление на електродвигателя се използва симетричен тиристор или двойка симетрични тиристори в един корпус.

На фиг. 3.6 е показана проста практическа схема за двуполупериодно регулиране на честотата на въртене на електродвигател, използваща симетричен тиристор като регулиращ елемент. Потискането на високочестотните смущения се извършва от индуктивността на електродвигателя, а паралелно на симетричния тиристор е включена веригата R3 — C2, с която се избягва включването на симетричния тиристор поради бързото нарастване на анодното му напрежение. Поради индуктивния характер на електродвигателя анодният ток и анодното напрежение на симетричния тиристор не са във фаза. Следователно, когато тиристорът се запушва в края на всеки полупериод на тока, той ще изключва голямо напрежение. Резисторът R3 и кондензаторът C2 се използват за ограничаване на скоростта на нарастване на напрежението на изключване и предпазват симетричния тиристор от незабавно повторно включване поради това нарастване.

Недостатък на схемите от вида на тази от фиг. 3.6 е “рязкото включване”, което се предизвиква от рязката промяна на напрежението върху кондензатора C1 при включването на диодния симетричен тиристор и последвалото го включване на симетричния тиристор през всеки полупериод.

Намаляване на ефекта на рязко включване може да стане чрез свързване на резистор последователно с диодния симетричен тиристор. Възможно е също по-нататъшно намаляване на ефекта на рязкото включване, чрез изглаждане на напрежението на управляващия електрод на симетричния тиристор (фиг. 3.7).
3.4. Регулиране чрез широчинно-импулсна модулация (ШИМ)

Друг метод се нарича широчинно-импулсна модулация или ШИМ. Напоследък този метод все по-широко се прилага в практиката и заменя успешно старите реостатни управления, както за малки, така и за по-големи мощности, поради напредъка на съвременните технологии за изработка на електронните ключови елементи.

При този метод чрез ключови електрически елементи, напрежението, подавано към двигателя, се променя много бързо между включено и изключено състояние. За един период процентът на времето във включено състояние, умножен по захранващото напрежение, дава изходното напрежение. Следователно със 100V напрежение и 25% „включено“ време, входното напрежение ще е 25V. През времето, когато е в изключено състояние, индукцията на котвата създава ток, който продължава да преминава през диод, наречен „диод за свободен ход“, свързан в паралел с котвата. В тази точка на цикъла, захранващия ток ще е нула и затова резултантният ток на двигателя винаги ще е по-малък от захранващия, освен ако включеното състояние е 100%. При 100%-но включено състояние, токът е максимален, както ако двигателят е включен директно към захранването.

При бързото превключване се губи много по-малко енергия, отколкото при използването на серийни резистори. За да се намали електронният шум от бързото превключване, на входа на електронния ключ се монтира филтър. Този елемент от системата е изключително важен поради факта, че се комутират големи токове с голяма скорост и резултатните смущения във вид на електромагнитни вълни оказват негативно влияние на всички електронни устройства, намиращи се наблизо.

Често в ролята на ключови елементи се използват мощни MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor) транзистори, които могат да превключват много големи токове и се управляват с ниско напрежение.

Времето което отнема на един мотор да се ускори или да се забави в ситуация на превключване зависи от инертността на ротора (зависи основно от неговото тегло), а също и от триенето и натоварването, което е приложено.

Графиката на фиг. 3.8 показва скоростта на двигателя, който се превключва между включено и изключено състояние сравнително бавно. Може да се види, че средната скорост е около 150, въпреки че варира. Ако захранващото напрежение се превключва достатъчно бързо, той няма да има време да промени скоростта си много и по този начин скоростта му ще бъде сравнително стабилна.

Тъй като електрическите двигатели са индуктивни товари, а индуктивността не позволява токът, преминаващ през нея да се променя бързо (по същия начин кондензаторите не позволяват напрежението върху тях да се променя бързо), напрежението, което се получава като пад върху индуктивността, през която преминава ток i се дава с формула (3.1):



, (3.1)

където di/dt е скоростта на промяна на тока. Ако токът внезапно се промени чрез отварянето на ключ или запушването на транзистор, индуктивността ще генерира много високо напрежение. Например изключването на 100A ток за 1μs през индуктивност 100μH ще генерира 10kV напрежение.

Честотата на резултатния ШИМ сигнал е в зависимост от задаващата честота.

Някои от предпоставките за избор на подходяща честота за ШИМ са:

- честоти между 20Hz и 18Hz могат да предизвикат звукови вибрации от контролера и двигателя;

- радиочестотните интерференции, които се излъчват от схемата се увеличават с увеличаване на честотата на превключване;

- всяко превключване на MOSFET представлява малка загуба на мощност. Поради това, колкото е по-голямо времето за превключване, сравнено с времето за статично състояние „включено” или „изключено”, толкова по-голяма ще бъде резултатната загуба на мощност в MOSFET;

- колкото е по-висока честотата на превключване, толкова формата на тока в двигателя е по-стабилна. Тази форма ще бъде при ниски честоти с пикове, но при високи честоти индуктивността на двигателя ще заглади тези пикове до едно средно постоянно ниво на тока, пропорционално на ШИМ модулацията. Тези пикове ще предизвикат голяма загуба на мощност в съпротивлението на проводниците, MOSFET транзисторите и навивките на двигателя, отколкото постоянния ток без пикове.

Третата точка може да бъде видяна от графиката на фиг. 3.9. Тя представя най-лошия случай при ток с ШИМ (синята линия) и най-добрия случай – постоянен ток със същата средна стойност.

Когато пресмятаме загубата на мощност в общото съпротивление на двигателя и контролера за скорост, за постояннотоковия случай мощността се представя с уравнение (3.39):



, (3.2)

а за случая с превключване, средната мощност ще бъде:



(3.3)

Така се вижда, че при случая с превключване (ШИМ) се губи два пъти повече енергия. В практиката формата на тока не е точно с правоъгълна форма, както на фигурата, но винаги е вярно, че ще има повече загуби, когато формата на тока не е права линия.


3.4.1. Избор на честота за ШИМ, базирайки се на параметрите на двигателя

Един начин да изберем подходяща честота е да кажем, например, че искаме токът да бъде с P процента пулсации. Тогава може математически да се изчисли минималната честота, с която да се постигне тази цел.

На фиг. 3.10 е представена еквивалентна схема на двигател и формата на тока, когато ШИМ сигналът се превключва. Показан е най-лошия случай – при 50:50 ШИМ, а нарастването на тока е показан за неподвижен или спрян двигател, което също е най-лошия случай.

На графиката T е периодът на превключване на ШИМ. Вземайки частта с намаляването на тока от графиката, може да се представи с уравнението (3.41)



, (3.4)

където τ е времеконстантата на веригата, която е L/R.

Така според горе приетото, токът в момента t = T/2(i1) трябва да бъде не по-малко от P% отколкото в момента t=0(i0). Това означава, че има ограничаващо условие:

(3.5)

Така че:


(3.6)

(3.7)

(3.8)

(3.9)

Тъй като f=1/T, следователно:



(3.10)

Например един стартер на Ford Fiesta има следните приблизителни параметри: R = 0.04Ω и L = 70μH. Тук също трябва да включим съпротивлението на използваните MOSFET транзистори при отпушено състояние, например 2 броя по 10mΩ, даващо общо съпротивление R = 0.06Ω.

В
Таблица 3.1. Резултати от пресмятането на минималната ШИМ честота за двигател с избрани параметри при зададен процент на пулсации [5]


Проценти

Честота

1

42 kHz

5

8.2 kHz

10

4 kHz

20

1900 Hz

50

610 Hz



таблица 3.1. са обобщени резултатите от пресмятанията за минималната честота на превключване (ШИМ) по горните формули в зависимост на допустимата стойност на пулсациите (в проценти) в резултантния ток за примерния двигател, а на фиг. 3.11 тези резултати са представени във вид на графика.

Гледайки графика­та от фиг. 2.20, може да се приеме, че достатъчно ниски пулсации могат да бъдат получени с честота на превключ­ване около 5kHz.

За съжаление производителите на двигатели рядко публикуват стойности за индуктивността на намотките в документацията, така че единствения начин да се разбере тя е да се измери.
3.4.2. Схеми за управление чрез ШИМ

Ще започнем с една много проста схема (фиг. 3.12), в която индуктивностите на статорната и котвената намотки са обединени и са наречени La. Съпротивлението на намотките и четките не е важно в момента и не е показано на фигурата.

Q1 е MOSFET транзистор. Когато е включен преминава ток през статорната и котвената намотки и двигателя се върти. Когато Q1 се запуши, тъй като токът през индуктивност не може да се прекъсне внезапно, така че напрежението на индуктивността предизвиква намаляващ ток в същата посока, който сега ще се движи през арматурата и през диода D1, както е показано на фигурата с червена стрелка. Ако D1 не беше на това място, много голямо напрежение щеше да се създаде върху Q1 и да го изгори.
Регенерация

В схемата от фиг. 3.12 енергията може да преминава само в една посока – от батерията към двигателя. Когато заданието за скорост на двигателя внезапно намалее, за момент товарът ще задвижва двигателя по инерция и той ще работи в генераторен режим. В схемата от фиг. 3.12 тази енергия не може да се оползотвори. Вместо това е желателно тази енергия да бъде върната в батерията. Това се нарича регенеративно спиране и изисква няколко допълнителни елемента.

Схемата на фиг. 3.13 позволява регенеративно спиране. В тази схема Q1 и D1 изпълняват същата функция както в предишната схема. Q2 се включва в противофаза на Q1. Това означава, че когато Q1 е включен, Q2 е изключен, а когато Q1 е изключен, Q2 е включен.

В схемата то фиг. 3.13, когато скоростта на въртене се намалява, Q1 е запушен и двигателят работи като генератор. Токът може да се движи в обратна посока (понеже двигателя генерира) през Q2, който е включен. Когато Q2 се изключи, този ток се поддържа от индуктивността и токът ще премине през D2 обратно към батерията. На фиг. 3.14 е показана графика на тока в двигателя и проводящите елементи, когато той се ускорява и забавя.


Реверсиране

За да се реверсира един постояннотоков двигател, захранващото напрежение към котвата трябва да бъде реверсирано или магнитното поле трябва да бъде реверсирано. В серийните двигатели магнитното поле се осигурява от захранващия източник, така че когато то се реверсира ще се реверсира и магнитното поле, поради което двигателя ще продължи да се върти в същата посока. Трябва да се превключва или захранването на статорната намотка или захранването на котвата, но не и двете едновременно.

Е
дин метод е да се превключва статорната намотка, използвайки релета (фиг. 3.15). Когато релетата са в показаната посока, токът ще преминава през статорната намотка движейки се „нагоре” през нея. За реверсирането на двигателя релетата трябва да се превключат, при което токът ще смени посоката си през намотката (движейки се „надолу”).

От друга страна, когато релетата се отворят, за да се смени посоката, индуктивността на двигателя генерира много високо напрежение, което ще предизвика искрене в контактите на релетата и ще ги повреди. Релета, които могат да превключват много големи токове са също доста скъпи. Поради тези причини, това решение не е много добро решение.


Пълна мостова схема

Едно по-добро решение е да се използва т. нар. схема на пълен мост за свързването на статорната или на котвената намотки. Добро решение е да се включи котвената намотка в мостовата схема, а статорната да се остави в серийно свързване, поради по-малката индуктивност на котвената намотка (за сериен двигател).

Схема на пълен мост е показана на фиг. 3.16. Всяка страна на двигателя може да бъде свързана или към положителния или към отрицателния полюс на батерията. В даден момент само по един от MOSFET транзисторите от всяка страна на двигателя трябва да бъде включен, иначе те ще свържат на късо съединение батерията и могат да се п

овредят.

За да се накара двигателя да се върти „надясно”, Q4 се включва, а към Q1 се подава ШИМ сигналът. Пътят на тока е показан на фиг. 3.17 с червена линия. Там има включен също и диод паралелно на статорната намотка. Това е така, за да отведе токът в статорната намотка, когато всичките четири MOSFET транзистора в моста се запушат.

При превключването Q4 се задържа в отпушено състояние, когато ШИМ сигналът е изключен (ниво 0), за да може токът да продължи да циркулира през вградения диод в транзистора Q3 (фиг. 3.18).

За да накараме двигателя да се върти „наляво”, Q3 се включва, а към Q2 се подава ШИМ сигналът за управление (фиг. 3.19).

При превключването на ШИМ сигналът Q3 се поддържа отпушен, като по този начин, когато ШИМ сигналът е изключен (ниво 0), токът да може да продължи да циркулира през вградения диод в транзистора Q4 (фиг. 3.20).

За регенерация, например когато двигателя се върти в обратна посока, двигателя (който сега работи като генератор) произвежда ток, който преминава през неговата котва, през вградения диод на Q2, през батерията (като по този начин я зарежда) и обратно през вградения диод на Q3 (фиг. 3.21).


Намаляване на отделяната топлина от MOSFET транзисторите

Когато MOSFET транзисторите в горните фигури (фиг. 3.16 – 3.21) са включени тече ток през тях в посока от „горе на долу”, те имат много малко съпротивление и разсейват много малко топлина. От друга страна, когато токът преминава в обратна посока („от долу на горе”) през вградените диоди, има фиксиран пад на напрежение върху тях – падът на напрежение е около 0.8V. Това предизвиква разсейване на голяма мощност в тях (в зависимост от тока). Особеност на MOSFET транзисторите е, че те могат да провеждат ток от сорс към дрейн, също както и от дрейн към сорс – достатъчно е напрежението между гейт и сорс (Ugs) да бъде по-голямо от 10-12V. Поради това, ако MOSFET транзисторите, които пропускат ток през техните вградени диоди, бъдат отпушени, те ще разсейват много по-малко топлина. Вместо това, топлината ще се разсейва от проводниците и намотките на двигателя. Такъв тип допълнително превключване се осигурява например от управляващата схема за пълен мост TD340 [6].


3.4.3. Генериране на ШИМ сигнали

ШИМ сигналите могат да бъдат генерирани по много начини. Много от съществуващите схеми са базирани на общи принципи на действие и базови схеми за извършване на модулирането.


Аналогова електроника

Най-често срещания подход за генериране на ШИМ сигнал е чрез сравняване на сигнал с тионообразна форма с едно постоянно напрежение [5]. Нивото на постоянното напрежение може да се изменя в границите от минималната до максималната стойност на трионообразното напрежение.

Когато стойността на трионообразното напрежение е по-голяма от стойността на задаващото, изходът на операционния усилвател (или компаратор) се превключва във високо ниво, а когато то е по-малко, изходът преминава в ниско ниво (фиг. 3.22а). От графиката на фиг. 3.22б може да се види, че ако нивото на задаващото напрежение се покачи, продължителността на импулсите става по-кратка.

На фиг. 3.23 е представена една проста схема за генериране на ШИМ сигнал. В нея се използва еднопреходен транзистор VT1, чрез който е изпълнен генератор на трионообразен сигнал (с честота на повторение 150Hz), а операционния усилвател DA1 изпълнява функцията на компаратор, формиращ ШИМ-сигналът към базата на ключовия транзистор VT2. Регулирането на скоростта на въртене на двигателя става с помощта на потенциометъра R5, чрез който се изменя широчината на импулса [7].

На фиг. 3.24 е представена схема, която е аналогична на предходната, но в качеството на задаващ генератор се използва операционен усилвател DA1. Той работи като генератор на напрежение с трионообразна форма с честота 500Hz, а потенциометъра R7 задава честотата на въртене на двигателя.

На фиг. 3.25 е представена схема на регулатор на оборотите на въртене на двигател със стабилизация при натоварване, изградена на базата на 4 операционни усилвателя. Както и болшинството от подобни устройства, дадения регулатор съдържа задаващ генератор на напрежение с трионообразна форма с честота 2kHz (DA1.1, DA1.2), компаратор DA1.3, електронен ключ VT1 и регулатор на широчината на импулсите (честотата на въртене на двигателя) R6. Особеност в схемата е наличието на положителна обратна връзка чрез елементите R12, R11, VD1, C2, DA1.4, стабилизираща честотата на въртене на вала на М1 при изменение на натоварването. При напасването към конкретен електродвигател, резисторът R12 се подбира така, че дълбочината на положителната обратна връзка да бъде такава, че все още да не предизвиква автоколебания на четотата на въртене при изменение на натоварването на вала на двигателя.

В схемите по-горе (фиг. 3.23, 3.24 и 3.25) могат да бъдат използвани следните елементи за замяна: транзистор КТ117А може да се замени с КТ117Б-Г или 2N2646; КТ817Б - КТ815, КТ805; микросхема К140УД7 - К140УД6, КР544УД1 ,ТL071, TL081; микросхему TL074 - TL064, TL084, LM324 [7]. За управление на по-мощни електродвигатели, ключовия транзистор КТ817 може да бъде заменен с мощен полеви транзистор, например IRF3905 или подобен. Такъв транзистор може да комутира ток до 50A.
Цифрова електроника

Интересна схема на регулатор, изпълнена с интегрален таймер 555 е показана на фиг. 3.26. Задаващия генератор работи на честота 500Hz. Продължителността на импулсите, а следователно и честотата на въртене на двигателя може да се регулира в границите от 2 до 98% от периода на повторение. Изходът на генератора чрез усилвател на ток (транзистора VT1) управлява двигателя М1. Недостатък на тази схема е отсъствието на стабилизация на честотата на въртене при изменение на натоварването на вала на двигателя.

На фиг. 3.27 е представена друга подобна схема за ШИМ управление с таймер 555. Тук има разлика във време задаващата верига, където чрез диода D1 и лявата половина на потенциометъра P1 се задава времето за зареждане на C1, а чрез диода D2 и дясната половина на потенциометъра P1 се задава времето за разреждане на C1. В зависимост от положението на плъзгача на P1 се определя широчината на изходните импулси, като тяхната честота остава постоянна – около 200Hz. В ролята на ключов елемент се използва мощен N-канален MOSFET транзистор, който може да превключва ток до 30A.

На фиг. 3.28 са представени две прости схеми за реализиране на ШИМ управление чрез инвертори, които работят с ниски напрежения. В схемата от фиг. 3.28а се използва интегрална схема с шест инвертора (4049). Два от тях се използват за генериране на ШИМ сигнал, а останалите четири елемента се използват като буфери и са свързани паралелно за получаване на по-голям изходен ток. В схемата се използва биполярен транзистор, но той може да се замени с мощен полеви транзистор (например BUZ11, както е в схемата от фиг. 3.27). Време задаващата верига в тази схема е сходна с време задаващата верига от фиг. 3.27 – диодите D1 и D2 задават положителната и отрицателната половини от цикъла на зареждане/разреждане на кондензатора C1.

В схемата от фиг. 3.28б се използват само два инвертора за получаване на ШИМ сигнал, които директно превключват полеви транзистор. Кондензаторът C1 осигурява по-голям ток в началния момент при превключването на транзистора. Чрез превключвателя S1 може да се смени посоката на въртене на двигателя.

В схемите от фиг. 3.27 и 3.28 също няма предвидена обратна връзка от двигателя и при натоварването му, неговите обороти на въртене се изменят неконтролируемо.


Цифров метод за получаване на ШИМ

Цифровия метод е базиран на класическия аналогов метод за получаване на ШИМ (представен в т. 3.4.3, Аналогова електроника, фиг. 3.22). Една конкретна версия на този цифров метод включва основно три компонента – брояч, регистър и цифров компаратор (фиг. 3.29) [5].

Броячът се инкрементира с единица през точно зададен интервал от време (обикновено чрез кварцово стабилизиран генератор на тактова честота), като достигайки максималната си стойност, той започва да брои от начало (съответства на напрежението с трионообразна форма от фиг. 3.22). Регистърът трябва да бъде зареден с число, съответстващо на желаното ниво за ШИМ сигналът, което обикновено се записва в него чрез микроконтролер (съответства на постоянното задаващо напрежение от фиг. 3.22). Този регистър и числото в него може да бъде заменен с прост аналогово-цифров преобразувател (АЦП), ако е необходимо управлението на ШИМ да се извършва чрез нивото на аналогов сигнал. Цифровия компаратор сравнява текущата стойност на брояча със стойността в регистъра (или АЦП) и изработва на изхода си логическа „0” или „1” в зависимост от това, коя стойност е по-голяма (съответства като функция на аналоговия компаратор от фиг. 3.22).

Периодът на ШИМ сигнала ще съответства на времето за препълване на брояча, което зависи от времетраенето на един такт (тактовата честота) и от броя тактове, необходими за препълване на брояча (т.е. от модула на брояча). Отклонението (или грешката) на цифровия метод спрямо аналоговия зависи от няколко неща:

- грешка от една стойност на брояча – съответства на една дискрета от амплитудата на напрежението с трионообразна форма;

- грешка от една стойност на регистъра (АЦП) – съответства на една дискрета от амплитудата на постоянното задаващо напрежение;

- грешка от сравнението в цифровия компаратор – момента на превключване на изхода може да се измени с един такт в зависимост от използваната функция за сравнение – „<=” или „>=”.

Ако в представената схема от фиг. 3.29 регистърът 74HC373 се замени с АЦП, става възможно да бъде използвана самостоятелно (без нуждата от микроконтролер). При този вариант (с АЦП), ако е необходимо да се поддържат постоянни оборотите на двигателя е необходимо също така да има обратна връзка с аналогов сигнал, пропорционален на скоростта на въртене (например от тахогенератор), който трябва да бъде сумиран със задаващия аналогов сигнал преди да се подаде към АЦП.

Представения по-горе цифров метод е приложим в схеми, където се използва микроконтролер с ограничени функционални възможности.
Вградени ШИМ модули в микроконтролери

За изработването на ШИМ сигнали в съвременните цифрови схеми се използват микроконтролери с вградени модули за генериране на ШИМ сигнали. При тях е възможно задаването и промяната на параметрите на ШИМ сигналът да става по всяко време програмно. Ако в схемата е предвидена обратна връзка от двигателя към микроконтролера, по този начин става възможно да се постигне компенсиране на натоварването на вала на двигателя и поддържане на неговите обороти (отново програмно).


Специализирани схеми за генериране на ШИМ

В практиката често се използват специализирани интегрални схеми за генериране на ШИМ сигнали (ШИМ контролери), тъй като те предлагат повече вградени възможности за управление и защити, имат висока ефективност, намаляват броя на електронните компоненти в схемите и намаляват крайната цена на устройствата. Обикновено тези схеми преобразуват задаващо напрежение с постоянно ниво в ШИМ сигнал. Много от тях са проектирани за използване в захранващи модули, работещи в ключов режим (импулсни захранвания), както и за преобразуватели от едно в друго постоянно напрежение (DC-DC преобразуватели). Примери за такива интегрални схеми са представени в таблица 3.1.

Таблица 3.1. Примери за интегрални схеми за генериране на ШИМ


Производител

Модел

Типично приложение

SGS Thomson

SG1524, SG1525, SG1527

Импулсни захранвания, DC-DC преобразуватели

Motorola

SG3525A, SG3527A

Импулсни захранвания, DC-DC преобразуватели

Motorola

TL494

Импулсни захранвания, DC-DC преобразуватели

Maxim

MAX038

Генериране на ШИМ


Каталог: files -> files
files -> Р е п у б л и к а б ъ л г а р и я
files -> Дебелината на армираната изравнителна циментова замазка /позиция 3/ е 4 см
files -> „Европейско законодателство и практики в помощ на добри управленски решения, която се състоя на 24 септември 2009 г в София
files -> В сила oт 16. 03. 2011 Разяснение на нап здравни Вноски при Неплатен Отпуск ззо
files -> В сила oт 23. 05. 2008 Указание нои прилагане на ксо и нпос ксо
files -> 1. По пътя към паметник „1300 години България
files -> Георги Димитров – Kreston BulMar
files -> В сила oт 13. 05. 2005 Писмо мтсп обезщетение Неизползван Отпуск кт


Поделитесь с Вашими друзьями:
1   2   3   4   5


База данных защищена авторским правом ©obuch.info 2019
отнасят до администрацията

    Начална страница