Синтез на робастна система с цифров регулатор от втори ред за управление в Ethernet мрежа
Изтегляне 1.22 Mb.
|
- Навигация на страницата:
- ФАКУЛТЕТ ПО ХИМИЧНО И СИСТЕМНО ИНЖЕНЕРСТВО
- ХИМИКОТЕХНОЛОГИЧЕН И МЕТАЛУРГИЧЕН УНИВЕРСИТЕТ
- З А Д А Н И Е
ДИПЛОМНА РАБОТАТема: “Синтез на робастна система с цифров регулатор от втори ред за управление в Ethernet мрежа” Дипломант: Ралица Божидарова Лумбева фак. № МС 200 Специалност: “Автоматика и информационни технологии” Образователно-квалификационна степен: МАГИСТЪР Ръководител на дипломната работа: . . . . . . . . . . . / доц. Г. Еленков / За рецензент определям: . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Ръководител на катедра: . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . /доц. д-р В.К. Цочев/ София, март 2011 г. ХИМИКОТЕХНОЛОГИЧЕН И МЕТАЛУРГИЧЕН УНИВЕРСИТЕТФАКУЛТЕТ ПО ХИМИЧНО И СИСТЕМНО ИНЖЕНЕРСТВОКатедра: “АВТОМАТИЗАЦИЯ НА ПРОИЗВОДСТВОТО”
Специалност: “Автоматика и информационни технологии” Образователно-квалификационна степен: Магистър Утвърдил: Ръководител на катедра АП:.......................... /доц. д-р В.К. Цочев/
ЗА ДИПЛОМНА РАБОТАна студента:Ралица Божидарова Лубева , фак.№ МС 200 Тема на дипломната работа“ Синтез на робастна система с цифров регулатор от втори ред за управление в Ethernet мрежа”
Дата на получаване на заданието ..................................... Студент:......................................
на дипломната работа .................................. Ръководител:.............................. /доц. Г. Еленков/ СЪДЪРЖАНИЕ Условни означения стр. Увод стр. 6 Глава 1 – Теоретична част стр. 7
1.2. Робастно управление стр. 8 1.3. Методика за синтез на ПИД регулатор стр. 11 1.4. Цифров ПИД регулатор стр. 20 Глава 2 – Експериментална част стр 27
2.3. Изследване на САР при Т0 = 0.1 стр. 35 2.4. Изследване на САР при Т0 = 0.5 стр. 37 Заключение стр.44 Използвана литература стр. 45 Условни означения α – тегловен коефициент; β – коефициент на запас; μ – размер на стъпката; Gr(p) – предавателна функция на регулатора; P(p) – предавателна функция на обекта;  – предавателна функция на модела;
уz – задание; d – смущение; y – регулируема величина; S(p) – функция на чувствителност; ωВ – ширина на честотната лента; ωС – срязваща честота; Lm – мултипликативна грешка; T(p) – допълнителна функция на чувствителност; М – показател на колебателност; f(p) – предавателна функция на нискочестотен филтър Tf – времеконстанта на филтъра; W1(p) – предавателна функция, дефинираща динамичната точност на САР; δτ – неопределеност в чистото закъснение δТ , δα – неопределености на времеконстантите; δd – неопределеност на чистото закъснение; δК – сумарна грешка в статичния предавателен коефициент; T, Tα, A – времеконстанти на обекта; τ – чисто закъснение; Wз(p) – функция на неопределеност; Te - еквивалентна времеконстанта; TW – времеконстанта на функцията W(jw); KW – настроечен коефициент на функцията; Ce(p) – предавателна функция на еквивалентния регулатор; Kp – коефициент на усилване на регулатора; Tи – време на интегриране; k – предавателен коефициент; σ –степен на пререгулиране; ψ – степен на затихване; tp – време на регулиране; ted – крайно закъснение; yz(t) - задание  - предавателна функция на реалния обект;
We(p) – еквивалентен обект УВОД При реализация на съвременни разпределени многопроцесорни системи за реално време възникват специфични за тях проблеми. Комуникацията в компютърните мрежи са източник на непостоянни във времето чисти закъснения, а мултиплексирането на задачите в операционните системи може да доведе до недопустими колебания във времевите им характеристики. Времевите проблеми в тези системи условно се класифицират като: чисти закъснения в каналите за управление, шум, грешки при преноса. Най често влиянието на шума се компенсира чрез увеличаване на такта на дискретизация, а това на грешките при пренос- чрез логиката за моделно предсказване. Целта на настоящата дипломна работа е да се изследва приложимостта на методика за синтез на регулатори робастни по отношение на закъсненията в каналите за управление. Теоретична част
Много системи в реално време са осъществени като микропроцесорни или разпределени компютърни системи в реално време. При тях могат да възникнат времеви проблеми. Например мрежата може да причини променящи се във времето закъснения в комуникационните системи, а мултиплексирането на няколко задачи от операционните системи може да причини неприемливи за целите на управлението времеви колебания за тяхното изпълнение. Съвремените системи за управление с постоянни параметри изискват закъсненията в управелението да са константи, а действията по управлението и измерването да стават в точно дефинирани моменти във времето. Времевите колебания трябва да са незначителни в сравнение с динамиката на управляващия процес или да са предвидени в проекта. Докато динамичните грешки, смущенията и т.н. са обширно разглеждани в теорията на управлението, много малко работи са съсредоточени върху недостатъците на системата за управление в реално време. Времевите проблеми се делят на закъснения в управлението, грешки при пренос и шум. Закъснението в управлението е времето между действията за измерването и тези за управлението. В най – простият случай, закъснението в управлението е закъснението от изчисленията в управляващия алгоритъм. В системи за разпределено управление, управляващият контур на обратната връзка в много случай трябва да бъде затворен през комуникационната мрежа. При тази ситуация закъснението в управлението ще зависи от няколко параметъра, включително изчислителните и комуникационните закъснения. При проектиране на системи за автоматично управление е необходимо управляващия инженер да компенсира вариращите във времето закъснения или компютърният инженер да осигури компютърна система, в която закъсненията в управлението са постоянни. Ето защо е необходимо взаимодействие между упавляващите и компютърните проектанти. Грешките на преноса, например причинени от загуба или колизия в сигналите, свързани с управлението по време на мрежовото комуникиране, влияят върху увеличаване на информационното закъснение и на това в управлението, с други думи въвеждат се колебания във времето. Един от начините за възстановяване от такива грешки е да се отчете загубата от измерването ( липсващо измерване ) и да се определи следващото управляващо действие въз основа на предсказаната от модел стойност. По-сериозна грешка при временно изключване е причина управляващата система да се държи по непридвидим начин ( например липса на действие или неправилно действие) за известен период от време. При системите с изисквания за сигурност е важно тези проблеми да са взети в предвид и да е осигурена адекватна робастност. Сходен въпрос е този за умишлените промени в периода на дискретизация. Това може да стане поради отказ в една мултипроцесорна система. В подобни случай може да се наложи проектиране на контролерите поради понижена производителност. Шумът може да се дефинира като времева вариация в действителните стартови времена. Смущението зависи от прецизността на часовника, планиращите алгоритми на операционната система и от компютърната хардуерна архитектура.
Всички неточности и неопределености на етапа на проектиране на система за автоматично регулиране не могат да бъдат оценени и отчетени, но теорията на робастното управление предлага реалистичен подход за проектиране, който позволява да се гарантира разумен компромис между запаса на устойчивост и показателите за качество на САР.
Процедурата за синтез на управляващ алгоритъм, който да работи задоволително в реална обстановка, изисква да бъдат специфицирани следните условия:
Възпроизвеждането на което и да е от тях води до системи за управление, които работят лошо. Всяка процедура на проектиране се концентрира около модела на процеса. Сложността му може да варира. Опитът на оператора, който “знае” как инсталацията отговаря на определени входни сигнали е най-простият пример. В другия край скалата би стояла, например свързана система от нелинейни, частни и диференциални уравнения. Пренебрегването на неопределеността на модела води до управления, който са прекалено “стегнати” и които обикновено стават неустойчиви в реални условия. Физически невъзможно е да се проектират регулатори, които работят добре при всички видове начални условия и смущения. Проектантът трябва да реши кои входни сигнали са най-важни и най-често срещани и да предприеме по-нататъшни действия ако входните сигнали срещащи се по време на управлението не съвпадат напълно точно с входните сигнали предвидени при проектирането. Накрая проектантът трябва да определи какво точно се има в предвид под “добро качество” за дадения проблем. Това, което е добро в даден случай, може да бъде неприемливо за друг. Основната идея при проектирането на системи за управление е, че тя функционира “добре”, когато е осъществена върху реална инсталация. Тъй като моделът е най-просто апроксимирано описание на обекта във времето, е разумно да се изисква устойчивост, когато регулаторът се прилага към обекта на модела. По този начин минималното изискване за системата със затворен контур е номиналната устойчивост. Но регулаторът трябва да работи в реални условия, където действителното поведение на процесите може да бъде различно от това на модела. Изисква се регулаторът да бъде проектиран, така че системата със затворен контур да е устойчива за всички възможни условия, запазвайки я в определни граници. Такъв регулатор е робастен. По този начин целите при проектирането на регулаторите са робастна устойчивост и робастно качество.
Линейните модели, които не се променят във времето, описват динамиката на действителните технически обекти само приблизително. На места това апроксимиране може да бъде твърде неточно, тъй като всяка реална система е нелинейна. Дори и нейното поведение да е почти линейно, в тясна област на действие, високочестотните динамики обикновено са пренебрегнати в модела. Неопределенността може да бъде описана по много различни начини: граници на параметрите в линейния модел, граници на нелинейност, честотен граничен обхват и т.н. За да се дефинира неопределеността на модела, се приема, че динамичното поведение на технологичния процес се описва от семейство П линейни уравнения, които не могат да се изменят във времето. Това до известна степен е грубо описание на неопределеността особено, когато ефектът на нелинейностите трябва да се оцени, то е единственото осъществимо приближение. Семейството П обекти се дефинира в честотната област. Приема се, че амплитудата и фазата на предавателната функция при определена честота се разполагат в определена област на равнината на АФЧХ. Тази област може да има много сложна форма и сложно математическо описание. Ето защо се предполага, че тези области ще бъдат под формата на кръг с радиус la (ω).
Всяка сложна област може да бъде апроксимирана чрез окръжност. Алгебрично, семейството от П обекти описано от кръг се дефинира чрез:  (1.1)
 - номинален обект или модел. Разглежда се като описание на натрупаната неопределеност
 (1.2)
Изразява границата на натрупаната позволена неопределеност.  (1.3)
По същия начин можем да дефинираме и множествената неопределеност: (1.4)
(1.5)
1.3. Методика за синтез на ПИД регулатор Съгласно теоремите за робастна устойчивост и точност при синтез на робастна система за регулиране първоначално се определя „разрешената” честотна област за ходографа на отворената система. Тя е ограничена от две функции: първата определя  отклоненията на параметрите от тези в номинално описание на обекта на управление, а втората  дефинира динамичната точност на САР.
На фигура 1.3 е изразена структурната схема на САР с еталонен модел на обекта на управление с отрицателна обратна връзка. 
Фигура 1.3 - структурна схема на САР с еталонен модел и отрицателна обратна връзка Изборът на структурата се определя от следните съображения. Ако  , при изменение на заданието -  , то  и САР функционира като отворена:
 (1.6)
Изискването за точно възпроизвеждане на сигнала  от регулируемата величина за SISO системи се свежда до изпълнение на условието:
 т.е (1.7)
В този случай регулаторът  теоретично напълно компенсира динамичните закъснения в обекта на управление, т.е преходните процеси са много бързи.
По отношение на смущенията  САР от фигура 1.3 функционира като класическа система за регулиране по отклонение. Следователно, тази структура обединява предимствата на отворените и затворените САР, изразяващи се във високо бързо действие на системата и пълно компенсиране на смущенията.
За улеснение на извода на основните зависимости за синтез на робастен регулатор, структурна схема от фигура 1.3 е преобразувана. Сега изходният сигнал от модела на обекта е прехвърлен след сравняващия блок на регулатора. Предавателната функция на регулатора, еквивалентен на  в класическа едноконтурна САР е:
 (1.8)
Еквивалентният обект на регулатора  е:
 (1.9)
Неопределеността в описанието на ОУ, приведена към неговия изход, е от мултипликативен тип.(  ) – фигура 1.4
На базата на горе написаното се извеждат следните зависимости:  (1.10)
 - предавателна функция на реалния процес;
 - номинална (еталонна) предавателна функция на ОУ
В общия случай фамилията от описания на технологичния процес  включва всички негови възможни състояния, като е изпълнено следното уравнение:
 (1.11)
Видът на предавателната функция се определя от уравненията на материалния и енергиийният баланс на технологичните апарати. В много случаи техните елементи могат да се опишат с достатъчна точност по зададена структура като звена от втори ред със чисти закъснения:  (1.12)
Където  са неопределености на времеконстантите и чистото закъснение, а  - сумарната грешка в статичния предавателен коефициент на обекта на управление
Възможно е основната неопределеност в описанието на технологичния процес да бъде:
За обект с един вход и един изход (SISO) структурата на функцията, която се дефинира съгласно уравнение (1.10), е прието да се нарича функция на неопределеност  . По отношение на чистите закъснения, включително и тези в компютърните мрежи тя има вида:
 (1.13)
Способността на САР да потиска смущенията  , приведени към изхода на обекта на управление, се определя от предавателната функция по канала „смущение – регулируема величина”, наречена функция на чувствителност 
Най-важните връзки между входните и изходните величини:  (1.14)
Функцията на чувствителност показва връзката между външните входни сигнали  и грешката  . Тя също обяснява ефекта от смущението  върху изходния сигнал  . е от основна важност при определяне работата на регулатора на обратната връзка. Желателно е да се направи колкото може по-малка.
Допълнителната функция на чувствителност  носи името си от функцията:
 (1.15)
- дава връзка между заданието и изходния сигнал. Следователно трябва да е възможно най-близко до 1, което също изразява ефекта от измеримия шум върху n. От тази гледна точка стойността трябва да бъде малка. Това показва, че трябва да се направи компромис между компенсацията на смущението и потискането на шума. Измеримият шум тук се пренебрегва. Необходимо е в целия вероятен честотен диапазон модулът  да клони към нула. Системата от фиг. 1.1 се отнася към тези с еталонен модел на обекта в контура на регулиране. Функцията на чувствителност при тях има вида:
 (1.16)
За да клони модулът и към нула, е необходимо да се изпълнява условието:  (1.17)
На практика за често се получават физически нереализуеми функции. Ето защо горният израз се модифицира, като се факторизира моделът на обекта на управление по следния начин.
 и  (1.18)
 е онази част от описанието, която след инвертиране не може да се реализира физически от управляващото устройство (например чистото закъснение). Регулаторът, синтезиран по това уравнение, все още не е подходящ за прилагане, тъй като поради силно диференциращите се свойства при високи честоти усилва прекомерно входните сигнали. Ето защо, последователно с него се включва нискочестотен филтър със следната предавателна функция:
 (1.19)
Където n е степенен показател, който зависи от  , а  се подбира така, че да удовлетворява изискванията за динамична точност. Тогава
 (1.20)
След въвеждане на филтъра функцията на чувствителност има вида  (1.21)
Най-подходящата структура за за SISO може да изведена на базата на следното ограничение, което е определящо за свойството на САР да потиска смущенията:
 (1.22)
 (1.23)
 (1.24)
 (1.25)
Филтърът от нисък ред има вида:  . Ако в САР няма статична грешка, неравенството (1. 17) може да се запише във вида:
 или  (1.26)
Изпълнението на това условие може да се проследи най-удобно, ако лявата и дясната част имат сходна структура, т.е се дефинира като:
 (1.27)
 времеконстантата на функцията;
 настроечен коефициент на функцията
Ако в САР е допустима статична грешка с големина  (1.28)
От изискването функцията на чувствителност – уравнение 1.20 да клони към нула следва че е необходимо регулаторът да отговаря на условието:  (1.29)
За да бъде реализируем, трябва да се прибави и фълтър от втори ред:  (1.30)
Еквивалентната предавателна функция след заместване в уравнение (1.8) се получава във вида:  (1.31)
Този регулатор има своиства на ПИД алгоритъм с баластен член  (1.32)
Т.е получава се ПИ регулатор с параметри за настройка:  (1.33)
Ако Този регулатор е астатичен, грешката на регулиране в този режим е нула. Практически единственият неизвестен параметър за настройка е времеконстантата на филтъра. Когато функциите и са зададени, теоремите за робастна точност и робастна устойчивост се свеждат до изпълнение на следните условия:
 (1.35)
Някои опростявания позволяват смисълът на неравенствата в равнината на амплитудно честотните характеристики да се модифицира в изискването на ходографът на отворената система за регулиране да попада над АЧХ на и под тази на  както е показано на фигура 1.6
До по-горното твърдение се стига по следния начин:
 (1.36)
 (1.37)
Ето защо, условия (1.35) се свеждат до разполагане на  , в определена област, както е показано на фигура 1.6.Тъй като
 (1.37)
То ходографът на отворената система пресича абцисната ос при честота  , която е разположена между  и  . Ето защо допустимата област на означение за е:
 (1.38)
А./ Общ случай Уравнението на идеалния аналогов ПИД регулатор е:  (1.39)
Kp – коефициент на усилване; Ти – време на интегриране; ТД – време на диференциране; Ако тактът на квантуване Т0 е малък, производната може да се замени с първа разлика, а интегрирането да се извърши по метода на правоъгълниците. Тогава изходът на регулатора в момента t = k T0 получаваме:  (1.40)
Формулата дава стойността на управляващия сигнал u(k.T0) във всеки момент на дискретизация и затова е известна като позиционен ПИД алгоритъм. Неудобството му се състои в това, че дясната страна участват всики предишни стойности на грешката на регулиране e(k). Нека я преобразуваме по следния начин като определим:  (1.41)
където параметрите на цифровия регулатор са свързани с параметрите на аналоговия регулатор чрез съотношенията:  (1.42)
Формулата дава изменението на управляващия сигнал и тя е известна като скоростен ПИД алгоритъм. От нея непосредствено следва и предавателната функция на цифровия ПИД регулатор:  (1.43)
Тъй като тя съдържа полюс z = 1, цифровият ПИД регулатор осигурява нулева статична грешка на затворената система при стъпаловидни външни сигнали ( задание и смущения). Ако във формулата
численото интегриране се извърши по метода на трапеците, предавателната функция остава същата, но стойностите на параметрите f0 и f1 се променят:  (1.45)
При малки тактове на квантуване коефициентите, получени по различните формули, не се различават съществено. Могат да се дефинират параметрите на предавателната функция по следния начин:
 (1.46)
 (1.47)
 (1.48)
При малки тактове на квантуване, чистото интегриране и диференциране дават незначителна грешка:  (1.49)
Предавателната функция на ПИД – регулатора, изразена чрез коефициентите е:  (1.50)
Преходната характеристика на цифровия ПИД регулатор се получава при е( k ) = 1( k ). Тогава от уравнението:  (1.51)
следва:
фигура 1.7 –Преходна характеристика на идеален аналогов ПИД  фигура 1.8 –Преходна характеристика на идеален цифров ПИД  (1.53)
Всички тези съотношения между параметрите на предавателната функция на ПИД регулатора дават следната система неравенства:  (1.54)
Системата неравенства определя допустимата област на изменение на параметрите на цифровия ПИД-регулатор, представен на следващата фигура 
фигура 1.9 - допустимата област на изменение на параметрите на цифровия ПИД-регулатор Ако някое от неравенствата не се нарушава, регулаторът с тази предавателна функция вече не е регулатор. Настройката на цифровия ПИД регулатор не е особено проста, тъй като тези параметри са взаимно зависими. Честотната характеристика на ПИД регулатора може да се получи ако използваме билинейна трансформация.
Удобно е във случая предавателната функция на регулатора да се представи във вида:  (1.56)
Интегрирането се прави по метода на трапеците.  (1.57)
А нулите ω01 и ω02 се получават от квадратното уравнение:  (1.58)
При достатъчно малък такт на дискретизация Т0, нулите ω01 и ω02 ще са реални, ако произведението:  (1.59)
което съответства на:  (1.60)
Освен това при малък такт на дискретизация те ще са значително по малки от абсолютната стойност от Б./ Частни случаи
 (1.61)
 (1.62)
 Фигура 1.10 – преходна характеристика на И регулатор
 (1.63)
Фигура 1.10 – Преходна характеристика на ПИ регулатор ГЛАВА 2 Експериментална част
Изследвана е система за автоматично регулиране с един типов обект за управление. Обектът има следната предавателна функция:  (2.1)
където
Параметрите за настройка на регулатора от функции 1.33 и 1.34 са:  (2.3)
Използван е робастен метод за настройка на цифров регулатор:  (2.4)
За провеждане на експеримента се използват следните тактове на дискретизация::  (2.5)
Настройките на регулатора при съответните тактове на дискретизация са: таблица 2.1 настройки на дискретен ПИ регулатор дадените тактове на дискретизация Обектът е тестван при въздействие по:
Снети са преходните процеси на затворената система и са определени стойностите на:
 (2.6)
 (2.7)
Изследван е обекта и при прекъсване на комуникациите в мрежата с различни Т0 и Тпр, при единично стъпаловидно входно въздействие по задание и комбинирано въздействие. Направени са зависимости между Т0 и Тпр. Използван е и подход за намаляване на влиянието от прекъсването с подаване на регулатора на стойности на регулируемата величина:
А.Преходни процеси: В схемата на фигура 2.1 мрежовите закъснения са реализирани с променливо чисто закъснение (Variable Transport Delay) и генератор на случайни числа ( Random Transport Delay ), настроени съгласно експерименталните данни. Схемата, която се използва е 
фигура 2.1 – САР с отрицателна обратна връзка и единично стъпаловидно входно въдействие – подадено на входа на регулатора – преходен процес по задание 
фигура 2.2 – преходен процес при въздействие по задание 
фигура 2.3 – САР с отрицателна обратна връзка и единично стъпаловидно входно въдействие – пададено на входа на обекта – преходен процес по смущение 
фигура 2.4 - преходен процес при въздействие по смущение 
фигура 2.5 – САР с отрицателна обратна връзка и с 2 единични стъпаловидни входни въдействия – подадени на входа на обекта и на регулатора 
фигура 2.6 – преходен процес при комбинирано въздействие таблица 2.2 – снети данни от съответните преходни процеси и характеристики на качеството 
Б./ Прекъсване на обратната връзка поради преустановяване на комуникациите в мрежа – реализира се с четири блока със стъпално входно въздействие и съответстваща логика от сумиращи и умножаващи блокове:  фигура 2.7 – схема, показваща прекъсването на обратната връзка
Преходен процес при Тпр = 0.5 
фигура 2.8 – преходен процес при комбинирано въздействие 
фигура 2.9 – преходен процес при смущение по задание таблица 3 – данни за максималната амплитуда и времето за регулиране при Т0 = 0.01 В./ Намаляване на влиянието на прекъсването, с поддаване към регулатора стойности на регулируемата велична Реализира се с фигура 2.10, като блок switch и блок constant 2 обслужват логиката за запомняне на регулируемата величина при прекъсване: 
фигура 2.10 – намаляване на влиянието от прекъсването Преходен процес при Тпр = 0.5 
Фигура 2.11 – при въздействие по задание 
преходен процес 2.12 – при комбинирано въздействие таблица 2.4 - данни за максималната амплитуда и времето за регулиране при Т0 = 0.1 
А./ Преходни процеси таблица 2.5 - снети данни от съответните преходни процеси и характеристики на качеството 
Б./ Прекъсване на обратната връзка поради преустановяване на комуникациите в мрежа – реализира се с четири блока със стъпално входно въздействие и съответстваща логика от сумиращи и умножаващо блокове: таблица 2.6 – данни за максималната амплитуда и времето за регулиране при Т0 = 0.1 
В./ Намаляване на влиянието на прекъсването таблица 2.7 данни за максималната амплитуда и времето за регулиране 
А./ Преходни процеси таблица 2.8 - снети данни от съответните преходни процеси и характеристики на качеството 
Б./ Прекъсване на обратната връзка поради преустановяване на комуникациите в мрежа – реализира се с четири блока със стъпално входно въздействие и съответстваща логика от сумиращи и умножаващо блокове: таблица 2.9 - данни за максималната амплитуда и времето за регулиране 
В./ Намаляване на влиянието на прекъсването таблица 2.10 - данни за максималната амплитуда и времето за регулиране 
На базата на данните, които сме отчели, извеждаме някои основни зависимости 
таблица 2.11 – с отчетените данни при единично стъпаловидно входно въздействие по задание 
Фигура 2.12 – зависимост между максималната амплитуда и времето на прекъсване 
Фигура 2.12– зависимост между времето на регулиране и времето на прекъсване 
Фигура 2.13 – зависимост между максималната амплитуда и отношението 
Фигура 2.14 – зависимост между времето за регулиране и
таблица 2.12 – данни от преходния процес с комбинирано въдействие 
Фигура 2.15 – зависимост между максималната амплитуда и Тпр 
Фигура 2.16 – зависимост между времето за регулиране и Тпр 
Фигура 2.17 – зависимост между максималната амплитуда и отношението
Фигура 2.18– зависимост между времето за регулиане и отношението
ЗАКЛЮЧЕНИЕ В настоящата дипломна работа е изследван подход за решаване на времевите проблеми в система за автоматично регулиране (САР) в компютърни мрежи посредством синтез на робастен цифров регулатор от 2 – ри ред. За реализация на робастното решение е използван подхода на Morari със вътрешен модел на обекта. Изследвана е динамичната точност на мрежова САР при различни тактове на дискретизация 
Стойността на чистото закъснение е определена с помощта на команда ping в Ethernet среда като: 
Моделът на САР е реализиран посредством графичната надстройка на MATLAB Simulink. В структурата на модела е включен блок за променливо чисто закъснение отразяващ влиянието на мрежовата среда. Изследвано е и влиянието на прекъсването на комуникациите посредством включване в модела на лoгически блокове. Изведени са зависимостта на максималното динамично отклонение и времето за регулиране от времето за прекъсване Тпр. Определени са и зависимости на А1 и tp от относителното време за прекъсване  . Вижда се, че с увеличаване на стойностите на А1 и tp намаляват.
ИЗПОЛЗВАНА ЛИТЕРАТУРА
Каталог: files -> files files -> Р е п у б л и к а б ъ л г а р и я files -> Дебелината на армираната изравнителна циментова замазка /позиция 3/ е 4 см files -> „Европейско законодателство и практики в помощ на добри управленски решения, която се състоя на 24 септември 2009 г в София files -> В сила oт 16. 03. 2011 Разяснение на нап здравни Вноски при Неплатен Отпуск ззо files -> В сила oт 23. 05. 2008 Указание нои прилагане на ксо и нпос ксо files -> 1. По пътя към паметник „1300 години България files -> Георги Димитров – Kreston BulMar files -> В сила oт 13. 05. 2005 Писмо мтсп обезщетение Неизползван Отпуск кт Изтегляне 1.22 Mb. Сподели с приятели:
|
или 
;
;
, то
. Ако 
:
, то 
(1.34)
(1.52)
(1.55)
.
(2.2)
- характеризира затихването на преходния процес;
;
-времето за което отклонението от регулираната променлива от зададената стойност става по малко от предварително приетата допистима грашка и след това не става по голяма от него. Стремежът е това време да бъде по-малко.
= 0.01, 0.1,0.5 при предавателна функция на обекта