Съкратени (непълни) броячи се наричат тези, чийто модул на бро­ене е по-малък от 2

Разликата между брояч и делител на честота е само терминологич­на. Те са едни и същи структури, като двете понятия се използуват в зависимост от приложението на структурите. Всеки брояч е делител на честота, но основно се използува за отброяване на импулси в даде­на бройна система, за което се ползуват всичките му изходи. Основ­ното приложение на делителите на честота е да изработят честота, ко­ято е определено число пъти по-ниска от постъпващата на тактовия вход. При тях, не е от значение бройната система, в която работи структурата, а се обръща внимание на коефициента на делене и коефициента на запълване на изходната честота. Често при делителите на честота се използуват само някои от броячните изходи, като остана­лите могат дори и да не бъдат изведени.

Фиг. 4.44.

Когато е необходим брояч или делител на честота с модул на брое­не по-малък от 2ⁿ, с какъвто не се разполага в интегрално изпълнение, се използуват броячи с модул на броене по-голям от зададения, като се съкращават част от състоянията им.

При един от начините за реализиране на съкратени броячи се съкращават последните излишни състояния на брояча — фиг. 4.44. В из­ходите на брояча се поставя детектор на определено състояние, който нулира брояча при достигане на това състояние. Детектираното състояние зависи от изисквания модул на броене и от типа на нулирането. Например, при зададен модул на броене К (състояния на брояча от 0 до K-1) при използуването на брояч с асинхронно нулиране детектора трябва да открие състояние К, докато при използуването на брояч със синхронно нулиране, детектора трябва да открие състоянието К-1. Не­обходимо условие за правилна работата и в двата случая, е активното ниво в изхода на детектора да съвпада с активното ниво на входа за асинхронно нулиране на брояча.

Фиг. 4.45.

Действието е илюстрирано с конкретен пример на фиг. 4.45, къде­то е синтезиран брояч с модул на броене К= 13 с използуването на брояч с асинхронно нулиране. До състояние 12 включително, броячът работи като двоичен. След тринадесетия импулс, броячът преминава в

състояние 13, но детекторът детектира това състояние и веднага асинхронно нулира брояча. При следващия импулс, броячът ще отброи съ­стояние 1. При този начин на реализиране на съкратен брояч, се поя­вява за кратко време (докато сработи логиката за нулиране на брояча) допълнително състояние К (в примера — 13). При някои конкретни приложения това допълнително краткотрайно състояние може да бъде нежелано и вредно.

На фиг. 4.46 е показан същия пример, но с използуването на бро­яч със синхронно нулиране. Използуван е двоичният брояч '163, кой­то е същият като '161 но притежава синхронно нулиране. От времедиаграмите на работа се вижда, че при състояние 12, детекторът израбо­тва сигнал за нулиране на брояча, но нулирането настъпва синхронно при постъпването на тринадесетия импулс. Времедиаграмите са "чис­ти", без наличие на допълнителни състояния. Препоръчва се, когато няма специални изисквания, да се използува този начин на реализи­ране на съкратен брояч.

Фиг. 4.46.

В схемата от фиг. 4.46 е използуван и опростен, непълен детектор на състояние 12. Той би детектирал и състоянията 13, 14 и 15, но последните не се използуват.

17.

Паралелните регистри позво­ляват да се запомни едновремен­но подадена на входовете им комбинация от двоични разреди и да се съхрани след промяната на входните сигнали. Те могат да се изградят чрез D-тригери, с об­що тактуване и управление. Така например, популярната схема '273, показана на фиг. 4.50, пред­ставлява набор от 8 D-тригера, с общо тактуване по нарастващ фронт на тактовите импулси С и общо нулиране.

При постъпването на синхро­низиращ сигнал, паралелните ре­гистри "фиксират" състоянието на входовете, затова те се наричат още "фиксатори". Фиксаторите са два вида.

При първия вид, тригерите на регистрите са от потенциален тип — разрешават се от ниво на синх­ронизиращия сигнал. При разрешаване, те пропускат входните сигнали към изходите си, а при забрана — запазват последното им значе­ние. Този вид регистър се нарича "прозрачен фиксатор". Напремер, такъв е 8-разредният паралелен регистър '373, който има същата стру­ктура схема, както '273, но се управлява по ниво на тактовия импулс (означаван с Е) и вместо общо нулиране, притежава общо управление на високоимпедансното състояние на изходните буфери на тригерите.

Преместващият регистър представлява група от последователно свързани тригери, свързани така, че при постъпване на тактов импулс,

информацията от даден тригер се премества в съседния. Най-често, преместващите регистри се изграждат от D-тригери. Такъв премест­ващ регистър е показан на фиг. 4.52.



Кръгов преместващ регистър и брояч на Джонсън

Преместващ регистър, при който последователният изход е свързан с последователния вход, се нарича кръгов преместващ регистър (изпо­лзува се и понятието кръгов брояч). Еднократно заредената информа­ция циркулира в регистъра под управление на тактовия сигнал. Кръговият преместващ регистър се използува обикновено, когато е необходимо да се извежда информация от него без изтриването й. Първоначалното зареждане може да бъде паралелно или последова­телно.

На фиг. 4.56 е показана схема на кръгов преместващ регистър с първоначално последователно зареждане на информацията. Изборът за въвеждане на нова информация или за циркулиране на старата в преместващия регистър, се определя от входа U.

Докато на управляващия вход U има логическа 1, последовател­ният вход DS на преместващия регистър възприема входната инфор­мация D. Обратната връзка не действа, и за първите п такта премест­ващият регистър възприема постъпващото по D n-разредно число. Когато управлението U стане 0, DS се свързва с Q_n-1 и зареденото ве­че число поразредно отново постъпва на последователния вход DS. След нови п тактови импулса, преместващият регистър ще се намира в изходно състояние.

Броячът на Джонсън е разновидност на кръговия преместващ ре­гистър. Той представлява преместващ регистър, при който последова­телният вход е свързан с инверсния последователен изход. При нали­чието на п тригера в Джонсъновия брояч, той притежава 2п състоя­ния. На фиг. 4.57 е показан брояч на Джонсън с 5 тригера, имащ 10 изходни състояния.

Нека първоначално всички тригери са нулирани. Тъй като и пос­ледният тригер е нулиран, инверсният му изход ще бъде в 1. След все­ки тактов импулс, в първия тригер ще се записва 1, докато тази еди­ница при преместването премине през целия регистър и излезе на изхода на последния тригер. Тогава инверсният изход на последния тригер става 0 и започва записването и преместването на 0. Това продъл­жава докато нулата премине през регистъра и се установи в изхода на последния тригер, при което броячът на Джонсън се връща в изходно състояние. Когато състоянията на изходите се интерпретират като чи­слов код, този код се нарича код на Джонсън.

Броячът на Джонсън се използува в цифрови системи, работещи в код на Джонсън (някои структури, като например дешифратор, се из­граждат по-просто). Този брояч е същевременно и генератор на дефа-зирани тактови поредици. Всички изходи на Джонсъновия брояч ге­нерират сигнали с една и съща честота и с коефициент на запълване 1/2, но дефазирани във времето един спрямо друг на един период на тактовия импулс.

В структурата на брояч се наблюдава една основна кле­тка, съдържаща в себе си тригер, в информационните входове на кой­то е включена комбинационна логика, обработваща сигналите за разрешаването на броенето, за реверсиране на броенето, за паралелното зареждане, за нулирането и т.н. Такава универсална клетка е залегна­ла в структурата на регистровата програмируема матрична логика. За използувани тригери, в тях са избрани D-тригерите, като универсални тригери, чрез които могат да се синтезират всички други тригери, а оттам и всяко устройство с последователностна логика.

На фиг. 4.61 е показана основната клетка на типичния регистров PAL — 16R8. Програмируема И и фиксирана ИЛИ матрица, както при комбинационните PAL, задават входното състояние на D-тригер. D-тригерът притежава изходен буфер с три състояния. Програмируе­мата обратна връзка е взета от инверсния изход на D-тригера и върна­та към матриците И на всички основни клетки.

PAL 16R8 съдържа осем такива основни клетки, като всички три-гери се тактуват заедно от общ сигнал С, а всички изходни буфери с три състояния се разрешават от общ сигнал ОЕ.

С регистровите PAL могат да се синтезират произволни синхронни автомати. Реализираните с тях структури съкращават 4 и повече пъти броя на корпусите на интегралните схеми, спрямо решение, изградено с конвенционална логика.

Регистровите структури с успех могат да заменят и чисто комбина-ционни логически устройства. Това е особено полезно, когато при комбинационните устройства вследствие на вътрешните състезания на сигналите, е възможно да се генерират краткотрайни паразитни сиг­нали. Синхронната регистрова логика елиминира такива паразитни сигнали.

Следващата стъпка в развитието на програмируемата матрична ло­гика е създаването на нова програмируема матрична логика, която обединява възможностите на комбинационните и на регистровите PAL и може да имитира голям брой от тях. Тя носи наименованието базова матрична логика GAL (Generic Array Logic). В структурата си тя съдържа същите полета от И и ИЛИ матрици, както при комбина­ционните и регистровите PAL, но притежава силно усложнена и до­пълнително програмируема изходна клетка.

На фиг. 5.1 са показани формирователи с диференцираща верига, който скъсява входните импулси съответно по нарастващия им фронт (фиг. а) и по спадащия им фронт (фиг. б).

За схемата от фиг. 5.1.а на входа на логическия елемент се поддър­жа 0 от свързания към маса резистор R. Постъпващият входен импулс се диференцира от RС-веригата и частта на положителния отскок, ко­ято е над прага на превключване на логическия елемент, се формира като изходен импулс. Диодът D ограничава отрицателния отскок на диференцирания импулс, за да не се повреди входът на логическия елемент и същевременно ускорява разреждането на кондензатора. За логическите елементи, които имат вграден защитен диод към маса, неговото поставяне е излишно.

За схемата от фиг. 5.1.б с делителя R₁ - R₂, постоянното напреже­ние на входа на логическия елемент се избира да съответства на ми­нималната стойност на логическата 1. При CMOS сериите, R₂ не се поставя. Диодът D се включва, за да предпази входа на логическия елемент от положителния отскок и за да ускори разреждането на кон­дензатора С. Той не се поставя при логически елементи имащи вгра­ден защитен диод към захранване.

Използуването на интегрираща верига предизвиква изместване на изходните импулси, както е показано на фиг. 5.2. Това закъснение може да се използува при формирането на импулси.





Чакащи мултивибратори

Чакащите мултивибратори (наричани още моновибратори) пред­ставляват моностабилни генератори, които притежават едно стабилно и едно нестабилно състояние. В стабилното си състояние те могат да стоят неограничено време, докато престояването в нестабилното със­тояние се определя от някаква времезадаваща верига. При постъпва­нето на активния фронт на входен импулс, те преминават от стабил­ното си състояние в нестабилното и след изтичането на времето, оп­ределено от времезадаващата верига, се връщат отново в стабилното състояние.

При изграждането на чакащи мултивибратори, най-често се използува комбинацията от асинх­ронен SR-тригер и времезадаваща верига, както е показано на фиг. 5.6. Входният импулс превключва SR-тригера, с което се запомня, и може да бъде прекратен. Изходният сигнал от тригера задейству­ва времезадаващата верига, която след определено време, подава сигнал на другия вход на SR-тригера и го връща в изходно състояние. При синтезирането на чакащи мултивибратори с логически еле­менти, за времезадаващи вериги могат да се използуват схемите на формирователи без обратна връзка, разгледани в предишната точка

Тригерите на Шмит са формирователи на импулсите по амплитуда (ниво). Те са прагови устройства, които реагират на определено ниво на входния сигнал. Характеризират се с две критични нива на вход­ния сигнал — ниво на задействане и ниво на отпускане. Разликата между тези нива определя хистерезисната област и е специфична осо­беност на тригера на Шмит.

Тригерите на Шмит се използуват главно за формиране на правоъгълни от бавноизменящи се сигнали (импулси с полегати фронтове), които не отговарят на изискванията на цифровите схеми (фиг. 5.15.а). Друго основно приложение на тригерите на Шмит е в амплитудни ди-скриминатори за отделянето на импулси с по-голяма (или по-малка) амплитуда от зададена (фиг. 5.15.б).

Тригер на Шмит може да се изгради с два логически инвертора — фиг. 5.16. През резистора R₂ се осъществява положителна обратна връзка, a R₁ (съвместно с R₂) осигурява хистерезиса на тригера.

При разчетите, R₁ включва из­ходното съпротивление на източ­ника на входен сигнал и съпроти­влението на включения последо­вателно във входната верига рези­стор. Прагът на задействане E₁ на тригера, зависи от съпротивлени­ето на резисторите R₁ и R₂.

обратна връзка се задейства, G₁ и G₂ превключват, при което Q = 1 и Q= 0. Напрежението U_C се променя скокообразно с размаха на изхо­дното напрежение на G₂, тъй като напрежението върху кондензатора Сне може да се промени за краткото време на превключване. При из­ползуването на логически елементи, имащи интегрирани защитни ди­оди във входната си верига, скокът на U_C ще бъде само до - U_D (U_D e падът върху отпушения диод). След превключването, кондензаторът започва да се зарежда с обра­тен поляритет, като U_C се стреми към напрежението на изходната ло­гическа 1 на G₂ При U_C= U_P, G₁ започва да се превключва и схемата скокообразно се връща в първото квазиустойчиво състояние (Q= 1, Q = 0). Скокът на напрежението U_C отново е равен на разма­ха на изходното напрежение на G₂ Ако се използуват логически еле­менти с вграден защитен диод във входа си към Е_CC (например CMOS), U_C ще се ограничи до Е_CC+ U_D

В първия момент след включване на захранването, напрежението U_C върху кондензатора е нула и Q = 1. Кондензаторът започва да се зарежда през резистора R, като се стреми да се зареди до напрежение­то на изходната 1 на логическия елемент. Когато напрежението на кондензатора достигне прага на задействане E₁, тригерът на Шмит превключва и Q= 0. Сега кондензаторът започва да се разрежда през R, като напрежението върху него се стреми към стойността на изход­ната 0. Когато U_C достигне прага E₂ тригерът на Шмит превключва отново, Q = 1 и кондензаторът пак започва да се зарежда. Периодът Т на генерираните импулси се определя от стойността на двата прага E₁ и Е₂ и от времеконстантата RC.

Когато релаксаторът се пуска от външен сигнал или чрез включва­не на захранването, първият импулс е по-дълъг от следващите.

Релаксатор със закъснителна линия

С помощта на закъснителни линии се изграждат релаксатори с висока честотна стабилност. На фиг. 5.23 е дадена схема на генератор с един инвертиращ логически елемент, чиито трептения са стабилизи­рани със закъснителна линия DL. Съпротивлението R е равно на характеристичния импеданс Z на закъснителната линия. Закъснителната линия съединява входа и изхода на логическия елемент. Всяко изменение на изходния сигнал след време, равно на на времето на закъснение на линията t_Z, се предава на входа на логическия елемент и той съответно се превключва. Импулсите, които се получават в изхода на релаксатора са симетрични и честотата им (при пренебрегване на собственото закъснение на логическия елемент) се определя от:

Генераторите на импулси, със закъснителна линия за времезадаващ елемент, се характеризират с незначително влияние на честотата на генерираните импулси от захранващото напрежение. Температурната нестабилност на честотата е практически равна на температурната нестабилност на използуваната закъснителна линия. Необходимо е оба­че фронтът на изходния импулс от закъснителната линия да е достатъ­чно стръмен — не повече от 30 - 50 ns. В противен случай, влияние върху честотата на генериране започва да оказва температурното изме­нение на прага на превключване на логическия елемент.

Закъснителната линия натоварва изхода на логическия елемент, за­това нейното характеристично съпротивление трябва да бъде съобра­зено с товароспособността на изхода. Препоръчват се закъснителни линии с характеристично съпротивление по-голямо от 500 om.

Релаксаторът със закъснителна линия може да се управлява от вън­шен сигнал, който се подава на входа Е. При това, всички импулси от пакета са с еднаква продължителност.

Когато е необходима точна и стабилна във времето честота на генериране, се използуват релаксатори с кварцови резонатори. Кварцо­вият резонатор представлява електромеханична система, образувана от кварцова пластина, изрязана с подходяща ориентация спрямо осите на естествен или синтетичен кварцов кристал и нанесени върху нея електроди. Използува се обратният пиезоефект, при който при пода­ването на електрически сигнали с определена честота към електродите на резонатора, в него се появяват механични трептения. Тяхната амп­литуда е най-голяма, когато честотата на сигналите съвпадне със собс­твената резонансна честота на кварцовата пластина.

По отношение на външната електрическа верига кварцовият резонатор може да се представи като еквивалентен трептящ кръг — фиг. 5.24. В него R_q, L_q и C_q се определят от параметрите на кварцовата пластинка, а С_о от междуелектродния капацитет.

След като блокът за събиране на информация натрупа данните, ко­ито трябва да се индицират, те се подават за запомняне в паралелни регистри. Запомняне е необходимо, за да може блокът за събиране на информация да се освободи за натрупване на нови данни. От изходите на паралелните регистри, данните се подават към кодов преооразувател, който ги преобразува в код за съответните индикатори (в слу­чая 7-сегментен). Следват токоограничителните резистори и светодиодните индикатори.

За показаната структура, в хоризонтална посока са характерни два вида връзки — паралелни и последователни (верижни). Паралелните връзки свързват едноименни блокове от всяка индикаторна структура. Такава е веригата, осигуряваща зареждане на паралелните регистри, управлявана от сигнала L. Такава е и веригата за проверка на индикаторите, управлявана от сигнала LT.