Ц. С. Карагьозов

ЛЕКЦИЯ 3
УСТРОЙСТВО И ПРИНЦИП НА ФУНКЦИОНИРАНЕ НА ИМПУЛСНА КОХЕРЕНТНА ПЪРВИЧНА РАДИОЛОКАЦИОННА СТАНЦИЯ (ПРЛС) ЗА КРЪГОВ ОБЗОР

Под термина “селекция на движещи се цели (СДЦ)” се разбира отделяне на сигналите от движещи се цели от тяхната смес със смущения и шумове, приемана от приемника на РЛС. Типичната задача на СДЦ в състава на наземна ПРЛС се формулира по следния начин: откриване на самолети и др. въздушни, подвижни на фона на отраженията от местни предмети и облаци от естествен и изкуствен произход.

Като правило, мощността на отразените радиосигнали от неподвижни и слабоподвижни обекти (пасивни смущения), превишава мощността на отразените сигнали от движещи се цели с 20 – 80 dB и повече. В такъв случай при едновременното приемане на полезните сигнали и пасивните смущения, основната задача на СДЦ може да бъде успешно решена само при съществени различия на техните спектри. Основа за различаване на сигналите на пасивното смущение и на движеща се цел е доплеровското изместване на честотата f_Д на носещото колебание при приближаваща или отдалечаваща се по отношение на РЛС цел:

, (1)

където V_r e радиалната скорост на целта спрямо РЛС;

Фиг. 1

Кохерентността на приеманата последователност от импулси прави нейния спектър линеен, което всъщност позволява да се извърши честотно разделяне на полезния сигнал и пасивното смущение, независимо от това, че главните листове на спектрите им съществено се припокриват, доколкото f_д << 1 / τ_Н.

Ако пиковете на спектрите се припокриват то при споменатото по-горе съотношение сигнал/шум и реалното време за наблюдение τ_Н не е възможно надеждното откриване на целта.

Пасивното смущение представлява корелиран (в повечето случаи – гаусов) случаен процес, а неговият спектър е спектралната плътност на мощността. Ширината на пика на спектъра на пасивното смущение е , където , а n е броят на импулсите в пачката (равенството в случая се изпълнява при отражение от неподвижна точкова цел, т.е. при n = 1). Разширяването на спектралните пикове на сигнала от смущението става за сметка на преместването на лъча на антената на РЛС по отразяващата повърхност, а следователно, поради нарушаване на строгата кохерентност на смущението.

Формата на спектъра на пасивното смущение във всеки един от пиковете обикновено се апроксимира с гаусовата функция

, (2)

където: G₀ е максималното значение на спектъра;

∆f_П – ширината на пика в спектъра на смущението на ниво 0,5.

Относителната ширина на спектъра в РЛС с ниска честота на повторение е от порядъка на 0,05 – 0,1 за отражение от местни обекти и 0,1 – 0,3 за облаци от диполни отражатели, дъжд и сняг.

В някои случаи формата на спектъра на пасивното смущение по-точно се описва с резонансна крива:

. (3)

Гаусовският спектър (2) при същата ширина на главния лист спада значително по-бързо в сравнение с резонансния (3). Тези две апроксимации е прието да бъдат считани за крайни по скорост на спадане случаи на спектрите на пасивните смущения, използвани в практиката. Спадането продължава до нивото на спектралната плътност на мощността на собствените шумове на приемника, която е равномерно разпределена в целия честотен диапазон.

Сигналите, приемни от движещи се цели, обикновено се считат за квазидетерминирани процеси с комплексен спектър S(jω). Понякога за описанието на тези сигнали се използва модел във вид на теснолентов случаен процес с енергетически спектър от резонансен тип (3).

2. ОПТИМАЛЕН АЛГОРИТЪМ ЗА ОТКРИВАНЕ НА СИГНАЛИ НА ФОНА НА КОРЕЛИРАНИ СМУЩЕНИЯ

Както е известно, оптималният откривател на кохерентна пачка от радиоимпулси на фона на бял шум представлява устройство от последователно съединени съгласуван с пачката филтър, детектор и прагово устройство.

Комплексната честотна характеристика (КЧХ) на съгласувания филтър

(4)

се явява комплексно спрегната функция на пачката S(jω). В горният израз Т е времето на задържане на сигнала във филтъра, S₀(jω) – спектър на единичния импулс във пачката, а S_n(jω) – спектър на пачка от δ-импулси. Второто равенство в (4) дава възможност да се раздели вътрепериодната и междупериодната обработка на периодическия сигнал.

Задачата за откриването на полезния сигнал от движеща се цел на фона на корелирано смущение с енергетичeски спектър G_n(ω) може да бъде сведена до задача за откриване на сигнала на фона на бял шум, ако предварително се осъществи “избелване” на смущението. Доколкото смущението постъпва на входа на откривателя смесено с бял шум със спектрална плътност N₀, “избелващият” филтър трябва да има КЧХ

, (5)

където К₀ е константа, а φ(ω) е произволна характеристика, която полагаме за нулева. Тогава спектралната плътност на мощността на сместа от пасивното смущение и белия шум на изхода на “избелващия” филтър ще бъде

В този случай сигнал със спектър S(jω), преминал през “избелващия” филтър, в резултат на филтрацията придобива спектър K_ИЗБ(jω) . S(jω), затова съгласуваният филтър трябва да има КЧХ

КЧХ на последователно съединените “избелващ” и съгласуван филтри

представлява КЧХ на оптималния филтър на откривател на квазидетерминиран сигнал на фона на корелиран шум. Изразът (7) съответства на последователно свързани филтър за режекция на пасивното смущение с КЧХ

При G_n >> N₀ (когато пасивното смущение значително превишава белия шум)

Структурната схема на оптималния откривател е представена на фиг. 3. Тук АД е амплитуден детектор, а ПУ е прагово устройство.

Фиг. 2. Структурна схема на оптимален откривател

В зависимост от честотата на повторение на сондиращите радиоимпулси, кохерентните РЛС могат да бъдат:

• 
  с ниска честота на повторение – F_n < 5 kHz;
  
• 
  с висока честота на повторение – F_n > 50 kHz;
  
• 
  със средна честота на повторение – 5 kHz n < 50 kHz.
  

РЛС с висока честота на повторение се наричат още импулсно доплеровски или квазинепрекъснати. Те се характеризират с малка скважност. Позволяват измерване на скоростта в голям диапазон, но интервалът на еднозначното измерване на разстоянието при тях е малък, в резултат на което броят на каналите по разстояние не е голям (5 – 10).

РЛС със средна честота на повторение не осигуряват в достатъчна степен нито еднозначното измерване на скоростта, нито еднозначното измерване на разстоянието в необходимите диапазони. Съвместното използване на няколко близки средни честоти на повторение позволява тези диапазони да бъдат разширени.

Необходимо е да се отбележи, че съвременните кохерентни РЛС могат да работят последователно с различни честоти на повторение на сондиращите радиоимпулси, затова в такъв случай е целесъобразно да се говори за режими на работа на РЛС с висока, ниска и средна честота на повторение на сондиращите радиоимпулси.

По начина на реализиране на кохерентността РЛС се делят на:

• 
  РЛС с външна кохерентност;
  
• 
  РЛС с вътрешна кохерентност.
  

РЛС с вътрешна кохерентност се делят на истинско кохерентни и псевдокохерентни.

Истинско кохерентните РЛС излъчват в пространството кохерентна последователност от радиоимпулси, които предствляват “отрязъци” от едно и също високочестотно хармонично колебание. Поради това началните фази на всички излъчвани радиоимпулси са еднакви.

Структурната схема на истинско кохерентна РЛС е показана на фиг. 3.

Фиг. 3. Структурна схема на истински кохерентна РЛС

Централно място в структурата на истинско кохерентната РЛС заема генераторът на междинна честота (ГПЧ – рус.). Кохерентността на сондиращите радиосигнали се определя изцяло от стабилността на неговата честота. Умножената m-пъти (m е цяло положително число) междинна честота в умножителя (УмнЧ х m) се използва в качеството на носеща честота f₀:

f₀ = m . f_M.

Усилвателят на мощност (УМ) усилва носещото колебание и с помощта на модулатора го “накъсва”, формирайки кохерентната последователност от сондиращи радиосигнали. През антенния превключвател (превключвател “приемане – предаване” – ППП) в режим “предаване” и антената тази кохерентна последователност от сондиращи радиосигнали се излъчва в пространството.

Честотата на повторение на сондиращите радиосигнали се задава от делителя на честота (ДЧ) чрез n-кратно намаляване на междинната честота:

F_П = f_M / n.

По този начин делителят на честота изработва кратковременни импулси с честота на повторение F_П, които управляват модулатора (М) и схемата за развивка по разстояние в ИКО.

Модулаторът изработва правоъгълни импулси с продължителност τ_И, определяща продължителността на излъчвания радиосигнал.

Схемата на радиолокационния приемник е от суперхетеродиен тип. Функцията на хетеродин се изпълнява от умножител на честота (УмнЧ x (m-1)), следователно

Сместа от отразените от целта и неподвижния фон радиосигнали се приема от антената и през антенния превключвател (превключвател “предаване-приемане” – ППП) в режим “приемане” постъпва на смесителя. Той отделя честотата на биене, като разлика от носещата честота на радиосигнала и хетеродинната честота. Ясно е, че тази честота всъщност е междинната честота f_M:

Основното усилване на приетите от неподвижния фон и движещата се цел радиосигнали се извършва на междинната честота от съответния усилвател на междинна честота (УПЧ).

Фазовият детектор, сравнявайки фазите на усилените сигнали с междинна честота и на опорния стабилен генератор на междинна честота, привежда работния сигнал на видеочестота. Спектъра на видеосигналите на изхода на фазовия детектор е показан на фиг. 4а По-тъмните пикове принадлежат на сигнала от движеща се цел, а тези, с централни честоти, кратни на F_n – на пасивното смущение.

Фиг. 4.Спектри на видеосигналите на пасивното смущение и полезния сигнал от движеща се цел (а) и АЧХ на режекторния филтър (б)

Доколкото в областта на главните пикове на спектралната плътност на смущението (за честоти, кратни на F_n) мощността на полезния сигнал е значително по-малка, не е възможно отделянето на полезния сигнал в тази област. Затова най-добрият вариант на режекторен филтър в този случай (оптимален режекторен филтър) е този филтър, който напълно изрязва главните пикове на спектралната плътност на смущението. АЧХ на този филтър е показана на фиг. 4б.

В честотната лента на пропускане на този режекторен филтър АЧХ е равномерна, т.к. всички доплеровски честоти са равновероятни.

Остатъкът от сигнала след режекцията по честота се подлага на амплитудно детектиране и получените при това видеосигнали от движещи се цели постъпват на ИКО за яркостна модулация на електронния лъч, изчертаващ линията на развивката по разстояние.

При РЛС от псевдокохерентен тип, показана на фиг. 5, излъчваната в пространството последователност от радиоимпулси е некохерентна, а кохерентността на обработката на пачката радиосигнали се осигурява чрез запомняне на началната фаза на сондиращите радиосигнали от всеки излъчен импулс за време от един период на повторение.

Фиг. 5. Псевдокохерентна РЛС

Мощните сондиращи импулси се формират от генератор на радиочестота (ГРЧ), управляван от модулатор (М). Честотата на повторение се задава от автономен генератор (хронизатор – Хр), който управлява също и развивката на ИКО.

Всеки радиоимпулс, генериран от ГРЧ, се пренася с помощта на хетеродина (Г) и смесителя на междинна честота и осъществява сфазиране на кохерентния хетеродин (КГ). По този начин “натрапените” му честота и фаза кохерентния хетеродин запомня за всеки един период на повторение, т.е. за времето на пристигане на отразения сигнал.

Обработката на сигналите в приемника е както при истински кохерентните РЛС.

На фиг. 6 е представена импулсно доплеровска истински кохерентна РЛС. Нейната високочестотна част е изпълнена както аналогичната част на РЛС показана на фиг. 3. След филтрация на целия спектър в усилвателя по междинна честота (УПЧ) се извършва разделяне на сигнала на два квадратурни канала, аналого-цифрово преобразуване в АЦП и разделяне на каналите по разстояние (РКД). Във всеки от каналите по разстояние се извършва предварителна режекция на пасивното смущение с цифров режекторен филтър (ЦРФ), значително намаляваща динамическия диапазон на сигналите при последващата доплеровска филтрация. Устройството на теглова обработка (УВО – рус.) осъществява претегляне на импулсите на пачката със спадаща към краищата функция, което намалява нивото на страничните листове на теснолентовите доплеровски филтри. Многоканалната доплеровска филтрация се изпълнява от устройство, реализиращо бързото преобразувание на Фурие (БПФ) покриващо целия диапазон от скорости на целите, свободен от пасивни смущения. Изходът на всеки доплеровски канал е свързан с блока на адаптивните прагове (БАП) където се изпълнява сравняване на амплитудите на всички спектрални съставящи с прагове, чиято големина се определя от средното ниво на шумовете и смущенията в съответния канал. При превишаване на прага в някой от каналите целта се счита за открита а нейната скорост се определя с номера на този канал.

При необходимост от визуално изобразяване на резултатите от откриването изходите на адаптивните прагови устройства с един и същи номер за всички канали по разстояние се обединяват по “ИЛИ” в блока за обединяване на каналите по разстояние (ОКД) и се подава на индикатор (И) за визуално изобразяване на целите.

Фиг. 6. Импулсно-доплеровска истински кохерентна РЛС

1. 
   М. И. Финкельштейн. Основы радиолокации. М., “Радио и связь”, 1983.
   
2. 
   Радиотехнические системы. Под ред. Ю. М. Казаринoвa. M., изд. центр “Академия”, 2008.
   
3. 
   А. В. Труханский.. Системы селекции движущихся целей. Учебное пособие. Моск. авиац. инст., 1990.