Описание на процеса демодулация

Описание на процеса демодулация.

Устройствата, чрез които се осъществява детектирането, се наричат детектори или демодулатори. Те се изграждат с нелинейни или параметрични елементи. При това в сигнала не трябва да се внасят изкривявания.

Основната класификация на детекторите е съобразно модулацията.По този признак те се разделят на три основни класа:

• 
  детектори за амплитудно модулирани трептения;
  
• 
  детектори за ЧМ и ФМ-трептения;
  
• 
  детектори за ИМ-трептения;
  

Основните характеристики на детекторите са детекторната характеристика, коефициентът на предаване, и коефициентът на нелинейни изкривявания. Изискванията към демодулаторите обикновено се свързват с изискванията към апаратурата, в която работят.

Фиг.2.1 Блоковата схема на амплитуден детектор.

В зависимост от работния участък от характеристиката на нели­нейния елемент различаваме два вида амплитудна детекция - квадратична и линейна.

При квадратичната детекция се работи в квадратичиния участък от волт-амперната характеристика на нелинейния елемент. То­зи случай е в сила при малки стойности на амплитудно модулираните сигнали.

За линейна детекция се говори, когато работният участък от характеристиката на нелинейния елемент се апроксимира с начупена права линия. .Такава апроксимация на нелинейната характеристика е

валидна при сравнително големи стойности на входните сигнали на детектора (например над 0,5 V за диодните детектори).
2.1.2.Квадратична детекция. Нека характеристиката на нелинейния елемент на детектора да е от вида :

х = а₂ х²_АМ.                                                         (2.1) тичната и нелинейната детекция.

Подаваме на входа на детектора едночестотно амллитудно модулиран сигнал, който се изменя по закона :

х_АМ = х₀ ( 1 + m_a sin Ωt) cos ω₀t,                                                         (2.2)

Изходният сигнал на нелинейния елемент получаваме, като заместим в (2.1) с израза (2.2) :

х = а₂ х²_АМ = а₂ х₀² (1 + m_a sin Ωt)² cos² ω₀t = (а²/2)х₀² [1 + (m_a²/2) + 2m_a sin Ωt - (m_a²/2) cos2Ωt + (1 + m_a²/2) cos2ω₀t + m_a sin (2ω₀ - Ω)t – m_a sin(2ω₀ + Ω)t – m_a² cos2(ω₀ - Ω)t – m_a² cos2( ω₀ + Ω)t].                                                    (2.3)

Фиг. 2.2 Спектъра на модулирания сигнал, който се подава на входа на детектора.

Фиг.2.3 Спектъра на изходния сигнал на нелинейния елемент.

На фиг. 2.2 е показан спектъра на модулирания сигнал, който се подава на входа на детектора, а на фиг. 2.3 – спектъра на изходния сигнал на нелинейния елемент. Полезното модулиращо трептение с че­стота Ω може да се отдели от изхода на елемента чрез теснолентов нискочестотен филтър, горната гранична честота Ω_гр.,на който е избрана от условието 2 Ω > Ω_гр > Ω. Най-често модулиращите сигнали могат да имат раз­лични честоти, разположени в честотния интервал от Ω_мин. до Ω_макс.,поради което горната гранична честота на нискочестотния филтър трябва да е (Ω_гр2 = Ω_макс.). В такъв случай детекцията на сигналите може да бъде съ­проводена с изкривяване, понеже при Ω_макс ≥ 2Ω ≥ Ω_мин на изхода на детектора заедно с полезната съставяща с честота Ω ще се отдели и нежелателната втора хармонична с честота 2Ω.

Коефициентът на нелинейни изкривявания при този вид детекция е :

К_f1 = (A₁/A₂) = (m_a²/2)/(2m_a) = m_a/4. (2.4)

Следователно коефициентът на нелинейни изкривявания на квадратичния детектор при детекция на амплитудно модулирани с един тон трептения е пропорционален на коефициента на дълбочината на модулацията m.

При сложен модулиращ сигнал изкривяванията при квадратнчното детектиране нарастват вследствие на наличието на трептения с ком- бинационни честоти.

2.1.3.Линейна детекция.



Фиг.2.4 Апроксимирана характеристика.

При подаване на амплитудно модулираното треп­тение, на детектор, нелинейният елемент на който има апроксимирана характеристика от вида (фиг. 2.4).

х = а₁х_ам при х_ам > 0,

х = 0 при х_ам < 0,

т.е характеристиката на нелинейния елемент се апроксимира в работния участък с начупена права линия.

Спектралния анализ на сигналите, получени на изхода на нелинейния елемент, ще може да се извърши като вземе предвид, че амплитудата на модулираните трептения се изменя бавно в сравнение с но­сещото трептение. Поради това може да се приеме, че за един период на високочестотните трептения тяхната амплитуда не се изменя, което свежда разлагането на детектираните сигнали в ред на Фурие към разлагане на косинусоидални импулси.

Без да се извършват преобразуванията на фиг.2.5 се дава спектралната диаграма на детектираните сигнали.

Фиг. 2.5 Спектралната диаграма на детектираните сигнали.

В спектъра на детектираните сигнали се съдържат трептения с модулираща честота Ω. За отделянето е необходим нискочестотен филтър.

Липсата на висши хармонични с честоти, кратни на Ω,което улеснява филтрацията и е показател за липсата на изкривявания на полезния сигнал, който се получава на изхода на линейния детектор. Поради това линейната детекция се предпочита в повечето случаи пред квадратичната.

Най разпространеният амплитуден детектор е диодният детектор, нелинейният елемент на който е полупроводников диод.

Фиг.2.6 Принципната схема на диоден де­тектор.

Капацитетът на филтриращия кондензатор С_ф, се избира от след­ните съображения:

1.Този кондензатор не трябва да шунтира товарното съпротив­ление за хармоничните съставящи на модулиращия сигнал :

R_t >> 1/(Ω_вC_ф)                                                         (2.5)

Или

Τ_т = R_t C_ф << 1/Ω_b,                                                         (2.6)

т_т =R_t С_ф - времеконстантата на разрядната верига на конденза­тора С_ф.

Условието R_t >> 1/(Ω_вC_ф) показва, че детекторът трябва да действа безинерционно за всички хармонични съставящи на модулиращия сигнал.Физически това означава, че кондензаторът С_ф, трябва да се разреж­да в съответствие с изменението на модулиращия сигнал. Ако усло­вието R_t >> 1/(Ω_вC_ф) не е спазено, на изхода на детектора се получава изкри­вен (деформиран) модулиращ сигнал.

Фиг.2.7а Изкри­вен (деформиран) модулиращ сигнал при голям Сф.

Фиг.2.7б Осцилограма на процесите при много малко С_ф.

Фиг. 2.7в Диаграмите на входното и изходното напрежение на диодния детектор.

2.С оглед филтрирането на високочестотните съставящи в детекторния сигнал необходимо е съ­противлението на кондензатора С_ф при високи честоти да бъде мно­го по-голямо от товарното съпро­тивление,т. е.

R_t >> 1/( ω₀ С_ф) или

т = R_t C_ф >> 1/ ω_0,                                                        (2.7)

където ω ₀ е носещата честота на модулираните трептения.Условието

R_t >> 1/( ω₀ С_ф) или т = R_t C_ф >> 1/ ω_0,

показва, че детекторът трябва да работи инер­тно при високите честоти (носе­щата честота и нейните хармо­нични), т. е. за един период на носещата честота изходното напре­жение на детектора не трябва ряз­ко да се изменя.Условията R_t >> 1/(Ω_вC_ф) или Τ_т = R_t C_ф << 1/Ω_в,

и R_t >> 1/( ω₀ С_ф) или т = R_t C_ф >> 1/ ω₀ могат да се напишат съвместно във вида:

1/ ω₀ << Τ_т << 1/ Ω_в.                                                         (2.8)

От това условие за избор на времеконстантата на детектора т_т следва, че при дадено товарно съпротивление на детектора R_T = R_T, има една оптимална стойност на филтриращия капацитет С_{ф опт} > при която се получават минимални изкривявания на детектираните сигнали.

Направеният теоретичен анализ на квадратичната и линейната детекция се отнася за диодния детектор без филтриращ кондензатор. Например квадратичната детекция отразява твърде точно работата на диодния детектор с полупроводников диод при малки входни напрежения, което се дължи на специфичната волт-амперна характеристика на полупроводниковия диод.Наличието на филтров кондензатор, между краищата на който се получава определено постоянно напрежение U₀, изменя работните условия на детектора. Под дей­ствието на напрежението U₀ се измества работната точка върху характеристиката на диода. Поради това при линейна детекция диодът работи с ъгъл на отсечка, различен от 90°, конкретната стойност на който ъгъл зависи от товарното съпротивление и от стръмността на волт-амперната характеристика. Изследванията показват, че в този слу­чай се запазва предимството на линейната детекция - неизкривено пре­даване на модулиращия сигнал.

2.2.Демодулация на ъглово модулирани сигнали.

2.2.1.Детектиране на честотно модулирани трептения.

При детектирането на фазово модулирани трептения и честотно модулирани трептения трябва да се получи изходен сигнал съответстващ на манипулиращия сигнал.

Фиг.2.8 Блокова схема на честотен детектор.

На фиг.2.8 е начертана блоковата схема на един вариант на честотен детектор. Блоковата схема на честотния детектор съдържа: ограничител,

преобразувател а модулацията и детектор за U_am.

Ролята на ограничителя е да изравни амплитудите, защото във входния сигнал U_чм+U_ам(t) се съдържат шумове и паразитна амплитудна модулация. След като ограничителя елиминира чрез изрязване до определено ниво на амплитудата на ЧМ трептение шумовете и паразитната амплитудна модулация в преобразувателя на модулация постъпва честотно модулирано трептение. В преобразувателя то се превръща в трептене с амплитудна модулация и преминава към детектора за амплитудно модулирани трептения, където се детектира.

Фиг.2.9 Принципната схема на детектор за честотно модулирани трептения.

Преобразуването на модулацията става с подаването на честотно модулираните трептения през разстроен кръг фиг.2.10а. Трептящият кръг се настройва на честота ω_р, а тя от своя страна трябва да е по-малка или по-голяма от честотата на носещото трептене ω₀. .Резонансната честота на кръга се избира така, че при изменението на честотата на модулираното трептене да се заеме лявата или дясната страна на резонансната характеристика.

Върху трептящия кръг се получава Ам сигнал, чиято отвивка следва изменението на честотата на ЧМ трептението – фиг.2.10б.

Използвани са и системи с два разстроени кръга, които са с по-добра линейност.Това обаче е един отминал етап, тъй като този подход е неприемлив при микроминиатюризацията на системите.

Детекторът с разстроен кръг използва стръмната част на резонансната характеристика, която не е линейна и предизвиква изкривявания на обвивката, но пък е значително по-прост.

Фиг.2.10 Преобразуване на модулацията.

В съвременните радиотелекомуникационни системи в сателитните системи за връзка и управление, в компютърните мрежи, радио и телевизионно разпръскване, битова аудио и видео записваща и възпроизвеждаща техника, където е необходимо точно поддържане или следене на фазова разлика между честотите на два сигнала респективно за демодулиране на ЧМ и ФМ сигнали се използват системите за фазова автоматична донастройка на честотите – системи за ФАДЧ или системи с PLL – phase – locked loop – затворена верига за поддържане на фазата.

Фиг.2.11 Блокова схема на система за ФАДЧ.

Фиг.2.12 Регулировъчна характеристика.

На входа на фазовия детектор постъпват входния сигнал u_с(t) с честота f_c и сигнал от управляем (с ток или напрежение) генератор (УГ) u_r(t) с честота f_r. Когато f_с = f_r при тях няма фазова разлика. При появата на фазова разлика между двата сигнала f_c и f_r,

φ = φ_c - φ_r,                                                         (2.9)

където φ_c е фазата на входния сигнал от генератора, на изхода на фазовия детектор се получава напрежение u_д(t).

Принципът на работа на системите за ФАДЧ се основава на връзката между честотата на фаза :

ω(t) = dφ/dt.

Следователно чрез промяна на честотата на управляемия генератор (УГ) под въздействие на напрежение (или ток), съотвестващ на фазовата разлика на входните за фазовия детектор сигнали, системата открива и премахва малки фазови разлики между тези сигнали.

Полученото на изхода на ФД напрежение u_д(t) се подава към нискочестотен филтър (НЧФ), на чийто изход се получава напрежение:

u_ф(t) = K_ф(ω)u_д(t),

където K_ф(ω) е предaвателната функция на филтъра.

Филтърът е свързан с генератор, които може да се управлява с ток (ГУТ)

или напрежение (ГУН). Регулирането на честотата се извършва в линейната част на регулировъчната му характерстика (фиг.2.12), която е със стръмност S_г, Hz/V , или S_г, Hz/А.

От регулировъчната характеристика се вижда, че системата ще действа

ефикасно в определен честотен обхват.

Нека собствената работна честота на управляемия генератор е f_г0 и да съответства на средата на обхвата. При условие, че на входа па фазовия детектор не е подаден сигнал, напреже­нието на изхода на НЧФ ще бъде u_ф(t) = 0. Когато честотата на напрежението на втория вход на фазовия детектор е f_н < f_с или f_с > f_в, състоянието на системата не се променя. Когато честотата па сигнала наближи границите, f_н или f_в, на изхода на фазовия детектор, съответно НЧФ, ще се появи напрежеиие, но то е все още с малка стойност и не може да предизвика промяна на че­стотата на генератора. В момента, в който честотата на входния сигчал премине границите на регулирането f_н и f_в ,и стане f_с > f_н или f_с < f_в честотата на управляемия генератор със скок ще измени стойността си и ще приеме стойността :

f_Г = f_г0 + S_регu_ф(t) = f_{с .}                                                        (2.10)

Честотата. на генератора е ”захваната" oт често­тата на входния сигнал. Честотният обхват, в който това е въз­можно, се нарича обхват на захващането. Лентата, определена от наи-ниската и най-високата честота на захващане, се нарича честотна лента на захващането.

Ако честотата на сигнала се изменя вътре в обхвата на захващането до определени граници тя ще бъде следена от честотата на управляемия генератор. Когато тя премине тези граници, системата ще излезе or режим на следене и честотата на генера­тора със скок ще стане

f_Г = f_г0 . Обхватът на следене(обхвата на задържане), е по широк от обхвата на за­хващане.

За някои приложения се използва един обхват на захваща­не, а друг на задържане. Това се реализира чрез активни НЧФ с програмируем усилвател, на който може да се управлява кое­фициентът на усилване.

Нека входният сигнал да бъде :

u_c(t) = U_c sin ω_ct,                                                         (2.11)

А изходния сигнал на генератора да е :

u_г(t) = U_г sin(ω_гt + φ).                                                         (2.12)

Фазовият детектор в съвременните интегрални схеми пред­ставлява умпожител на две аналогови напрежения. Последният се реализира лесно без каквито и да са реактивни елементи.

В резултат на аналоговото умножение на изхода на фазовия детектор ще се получи напрежението :

u_д(t) = U_cU_г[sin(ω_гt + φ)] sinω_ct .                                                     (2.13)

Ще бъдат разгледани два характерни случая – когато е установено и когато не е установено захващане.

Преди да е установено захващането, честотите се различават :

ω_с ≠ ω_г. Не може да се говори за фазова разлика. Като се приеме в (2.13),че φ = 0 се получава :

u_д(t) = ((U_cU_г)/2)[cos(ω_с - ω_г)t - cos(ω_с + ω_г)t]. (2.14)

След НЧФ с предавателна функция К_ф(ω) високочестотната съставка (ω_с + ω_г) ще бъде премахната. Следователно :

u_ф(t) = К_ф(ω) U_cU_г cos(ω_с - ω_г)t₀.                                                         (2.15)

Напрежението u_ф(t) управлява честотата на генератора. Управляващото въздействие е правопропорционално на амплитудите на двата сигнала. Докато разликата между f_с и f_Г е много голяма изходното напрежение на НЧФ е нищожно малко , тъй като разликовата му честота е в лентата на непропускане.С намаляването на разликата косинусоидалната функция нараства и при една стойност на f_с :

става захващането, при което f_с = f_г0.

Тогава са в сила други завистости в които е отразено влиянието на фазовата разлика между двете равни честоти.

В описването на процеса на захващането на честотите беше разгледано влиянието само на един фактор – разлика в честотите. Може да се окаже, че и при достатъчно малка раз­лика ± ∆f не настъпва захва­щане. Това ще се получи ако амплитудата на входния сигнал е много малка.Необходимо е да се предвиди допъл­нително усилване на сигнала.

Захващане няма да има и когато f_с е твърде далече от f_г0, т. е. разликата ± ∆f е мно­го голяма. За осъществяване на захващане в този случай е необходимо да се предвиди въможност за настройка, която да приближи f_г0 към f_с.



Фиг. 2.13 Изменена характеристика на нискочестотен филтър.
Ако това не е изпълнимо, тогава тряб­ва да се промени характеристиката на НЧФ, като се измести честотата на сряза по посока на високите честоти (фиг. 2.13)

При установеното захващане f_с = f_г = f, като се вземе под внимание, че в (2.13) е произведение на sin от два ъгъла, напрежението ще бъде :

u_д(t) = ((U_cU_г)/2)[cosφ - cos(2ωt + φ)].                                                   (2.17)

От (2.17)се вижда, че напрежението е сума на постоянна съставка и високочестотен сигнал.Последния няма да се пропусне от нискочестотния филтър. Тогава напрежението на изхода на филтъра ще бъде :

u_Ф(t) = U_ф = (K_ф(0)U_сU_г)/2 cosφ = K_ф(0)U_сU_г cosφ. (2.18)

С K_ф(0) e oзначен коефициента на предаване па филтъра за постоянен ток.

Ако f_с и f_г са равни на собствената честота на генератора f_г0, това означава, че напрежението, управляващо генератора, е U_ф =0. От (2.18) слeдва, че това условие ще е изпълнено при φ = 90^о. Сле­дователно U_ф ще зависи от фазовата разлика ∆φ между f_с и f_г, отчетена спрямо първоначалната стойност на фазовия ъгъл φ = 90^о. Тогава общата фазова разлика включваща и първоначал­ния фазов ъгъл φ_г ще бъде:

φ = φ _г ± ∆ φ .                                                        (2.19)

Като се замести (2.19)в (2.18), се получава :

U_Ф = K_ф(0)U_сU_гcos(φ _г ± ∆φ) = ±K_ф(0)U_сU_г sin ∆φ. (2.20)

Максималният обхват, в който се управлява генераторът, следователно и следенето иа фазовия ъгъл е φ = ± 90^о. Това съответства на изменението на φ от 0 до 180". От (2.20)се вижда че с изменението на ∆φ в една или друга посока, напрежението получава съот­ветния знак, водещ до компенсиране на разсъгласуването.

За нормална работа на системата на ФДДЧ трябва да се из­бере f_г0 в средата на честотния обхват, в който може да се изме­ня f_с.

Фиг. 2.14 Управляем генератор реализиран, като инте­грална схема на мултивибратор с управление на честотата.

НЧФ се проектира така че да пропусне с необходимия коефициент на предаване разликата f_с - f_г , но да има голямо затихване на честотата 2f_с или f_с = f_г.

За всяко изменение ∆φ U_Ф се изменя, променяйки честотата f_г до изравняването и с f_с и ликвидирането на фазовата разлика. При ъглова модулация информацията е кодирана в промяна на честотата. Следователно измененинего на U_Ф(t) е всъщност демодулираният сигнал. Това показва, че с помощта на интегралната схе­ма на системата за ФАДЧ се осъществява честотна или фазова демодулация без използването на индуктивности.

Koгато честотната девиация на ЧМ или ФМ сигнали ±∆f_м е по-малка от лентата на захващане, т. е. ±∆f_захв ≥ ∆f_м, може да се осъществи линейна ЧМ или ФМ детекция. Изходният сиг­нал ще се вземе след НЧФ,както е показано на фиг.2.11 .Необходимо е междинната честота на приемника да бъде равна на централната честота на управляемия генератор f_г0. По този начин системата за ФАДЧ заменя някол­ко МЧУ и фазовия детектор, като при това се избягват скъпите и ненадеждни индуктивности. Предлагат се специални схеми за УКВ приемници, насгроени на 10,7 MHz. В стереорадиоприемните с помощта на ФАДЧ се детектира стереопилотсигнала.

В телевизионните приемници, особено за цветно изображение,системата за ФАДЧ се използва в МЧУ, в детекторите за звука, в детекторите за цвета и разделителите на синхроимпулсите.

Качествата на честотните детектори с ФАДЧ са много добри.

Например за схемите на 10.7MHz нелинейността на детектора е 1% при 100% модулация, отношение сигнал/шум 40dB и подтискане на паразитната АМ над 45dB.
2.2.3. Демодулатори на ъглово модулирани сигнали в спътниковите комуникации.

В този раздел е даден пример за едно съвременно приложение на система за ФАДЧ в честотния демодулатор на тунера на спътникова радио и телевизионна система.

За нормалната работа на този блок е необходимо на входа му да се осигури такова отношение сигнал/шум (S/N), което да превишава определена стойност, наречена праг на честотния демодулатор. Това понятие може да се дефинира от



Фиг. 2.15 Зависимостите между входното и изходно отношение сигнал/шум на два различни честотни демодулатора.
фиг. 2.15, която представя зависимостите между входното и изходно отношение сигнал/шум на два различни честотни демодулатора. Когато входните сигнали са достатъчно силни, т.е. отношението (S/N)_n е по-голямо от прага на нормално­то демодулиране, телевизионното изображение се приема без смущения. С намаляване на (S/N)_m отношението сигнал/шум в изхода на демодулатора (S/N)_out се понижава първоначално по линеен закон, а след това рязко спада. Точка­та, в която този спад достигне 1 dB определя прагът на честотния демодулатор или неговото прагово отношение сигнал/шум, което за първия демодулатор е 12 dB, а за втория - 8 dB. Влошаването на (S/N) _out, при приближаване на прага на нормално демодулиране е причина в изо­бражението да се появи сняг и случайно разпределени по екрана бели и черни чер­тички. При работа под прага на демоду­латора се наблюдава недопустимо влошаване на качеството на изображението и звука.

Общият честотен демодулатор може да бъде конструиран на базата на три при­нципа, като най- ниска прагова стойност на (S/N)_in притежава PLL демодулатора. Предимства са добра линейност на детекторната му характеристика, лесното установяване на работния режим и сравнително голямото ниво на получените в изхода му демодулирани сигнали, поради което той се е наложил в по-новите спътникови тунери.

Фиг. 2.16 Структурна схема на PLL демодулатор.

По каталожни данни оптималното ниво на входните сигнали за схема TDA8730 е -37 dBm и при него стръмността на характеристиката на фазовия детектор е 0,45 V/rad. Включеният в изхода на фазовия детектор активен сле­дящ филтър на веригата за ФАПЧ (активен PLL следящ филтър) се състои от ОУ, чието усилване при отворена верига е 40 dB и външен ЯС-филтър от втори порядък във веригата за ОВ. Времеконстантата на този филтър зависи от спек­търа на модулиращия сигнал, като същевременно стойностите на елементите му се подбират така, че да се постигне минимален праг на честотния демодулатор. Честотната лента на следящия филтър е равна на тази на сигнала в основна лента (5 MHz) и затова само шумовете, които попадат в нея, се появяват в изхода на демодулатора. Другите два типа честотни демодулатори детектират шумовете в цялата работна радиочестотна лента (около 30 MHz), т.е. те имат около шест пъти по-широка шумова лента и от там около 4 dB по-висок праг на нормално демодулиране. Полученият в изхода на активния PLL следящ филтър вискочестотен сигнал, който представлява всъщност общият демодулиран сигнал, се използва и за управление на капацитета на варикапа в честотно опреде­лящата верига на ГУН. С това се цели честотата на генерираното трептение от ГУН да следи непрекъснато текущата честота на сигнала. За разглежданата схема стръмността на характеристиката на управление на ГУН, която дава из­менението на честотата на генерираното от него трептение при промяна на уп­равляващото напрежение с 1 V, е 13,5 MHz/V. Буферното стъпало, включено след следящия филтър на системата за ФАПЧ. осигурява нискоомен изход за демодулирания сигнал. Към изхода на схемата се свързва веригата за АПЧ на втори хетеродин.

Разглежданият PLL демодулатор работи с оп­тимално ниво на входните сигнали -37 dBm. При по-ниско ниво се влошава качеството на изображението и звука, а при по-високо ниво вследствие разши­ряване на шумовата лента на демодулатора се повишава прагът му на нормално демодулиране. Допустимото отклонение на нивото на сигнала във входа на демо­дулатора от номиналната му стойност се осигурява от веригата за АРУ, която съдържа квадратурен амплитуден детектор. ОУ и външно включен нискочестотен RC-филтър. За температурна стабилизация на коефициента на детектиране на амплитудния детектор в него се използва температурно компенсираща вери­га. С помощта на външно включен потенциометър може да се регулира опорното напрежение на ОУ и по този начин входното ниво на сигнала, от което се задей­ства веригата за АРУ за да се подбере в границите от -40 dBm до -34 dBm. Изхо­дният транзистор на ОУ има незахранен по постоянен ток извод (отворен коле­ктор) и това позволява чрез използване на външен захранващ източник управ­ляващото напрежение Uagc да се изменя в границите от 2 до 9 V. При динамичен обхват на сигналите на входа на тунера 30 dB чрез веригата за АРУ се постига максимална нестабилност ±0,2 dB на нивото на входния сигнал на демодулатора.

Описаната интегрална схема работи с честота на входните сигнали от 300 MHz до 600 MHz и осигурява размах на об­щия демодулиран сигнал.

За да се получи информацията, която се предава чрез импулсно модулирани трептения по радиолиния, необходимо е трептенията да бъ­дат детектирани два пъти. Първото детектиране има задачата да от­дели импулсно модулираните сигнали от радиоимпулсите, а второто да отдели полезния модулиращ сигнал от ИМ сигналите.

За отделяне на импулсно модулираните сигнали от радиоимпул­сите се използуват АМ и ЧМ детектори с достатъчно малка времеконстанта на товарната верига с оглед неизкривено въз­произвеждане на формата на модулираните импулси.

Детектирането на ИМ сигнали се осъществява по методи, различни от тези, които се използват за детектиране на радиоимпулсите и модулираните трептения с непрекъсната структура. Това се обяснява със специфичния спектрален състав на ИМ сигналите.

АИМ сигнали могат да бъдат детектирани чрез използване на нискочестотен филтър, горната гранична честота ω_гр2, на който е равна на най-ви­соката честота Ω_в от спектъра на модулиращия сигнал. При това, за да се избегнат комбинационни честоти, в модулирания сигнал е необхо­димо да бъде спазено условието

Ω_в < Ω₀ - Ω_в или Ω₀ > 2Ω_в,

където Ω₀ е честотата на повторение на немодулираната импулсна последователност.

Фиг.2.20 Детектиране на сигнали с НЧФ.

Ако горното условие не е спазено, съставящата с честота Ω₀ - Ω_в ще попадне на изхода на нискочестотнин филтър и ще се сумира с полезния сигнал.

Освен чрез нискочестотен филтър често АИМ сигналите се детектират с диоден импулсен детектор, който се различава от обикновения амплитуден диоден детектор само по сравнително по-голямата времеконстанта на товарната верига. Това се налага поради малкия коефи­циент на запълване на тактовите импулси.

За детектирането на ШИМ сигнали също може да се използува нискочестотен филтър, за който са валидни с същите изисквания, каквито бяха поставени при детектирането на АИМ сигнали с такъв филтър.

При ФИМ и ЧИМ амплитудите на страничните честоти зависят (за разлика от АИМ и ШИМ) от че­стотата на модулиращия сигнал, което затруднява точното възста­новяване на предадената информа­ция при приемане на ФИМ и ЧИМ сигнали.

Детектирането на ЧИМ и ФИМ сигнали се осъщестняна чрез системи за ФАДЧ детектиране на така получените сигнали по описаните методи.

2.4.Демодулация на манипулирани сигнали.

Демодулацията на манипулираните сигнали - амплитудна и ъглова има за цел от високочестотните трептения, съставящи спектъра на съответния манипулиран сигнал, да се извлече импулсната поредица на манипулиращия сигнал.Още веднъж трябва да се отбележи, че широко в съвременната литература по телекомуникации и компютърни комуникации и предаване на данни, вместо точното като термин манипулация, съдържащ същността на процеса, се използва модулация. Оттам и устройствата, които се включват например към компютъра за да се осъществи включването в канала за връзка, се наричат модеми – от модулатор – демодулатор.

Както бе посочено в глава I , при амплитудната манипулация импулсната редица накъсва носещото трептение. Демодулацията на амплитудно манипулиран сигнал може да се извърши с обикновен амплитуден демодулатор, на изхода на койти е включен формировател на правоъгълните сигнали.

Фиг.2.21а Обикновен амплитуден демодулатор.

Фиг.2.21б

Стойността на еталонното напрежение се подбира съобразно максималната амплитуда на смущаващите сигнали, като U_e > U_cм. Формираните импулси са изместени във времето спрямо момента на появата на амплитудно манипулирания сигнал на входа на детектора и с променлива продължителност. Това се дължи на инертността на схемата на амплитудния демодулатор и съответно получените полегати, а не отвесни, предни и задни фронтове. Точната продължителност на правоъгълните сигнали се възстановява в приемната система под въздействие на тактовите синхронизиращи сигнали.

Много внимателно трябва да се избере лентата на пропускане на нискочестотния фитър на амплитудния демодулатор. Трябва да се пропуснат всички честоти от спектъра на модулиращите правоъгълни импулси, определящи стръмността на фронтовете и като цяла формата на правоъгълните сигнали. Следователно в израза за определяне на елементите и граничната честота на филтъра трябва да фигурира най-високата честота от спектъра на правоъгълния импулс Ω_в.
1/ω₀ << RC << 1/ Ω_в.
Преминаването на по-широк спектър води до появата на изкривявания в демодулирания сигнал, породени от смущения по канала. Формирането на изходните сигнали спрямо еталонното напрежение U_e води до премахването на смущенията при нулите на кодовата комбинация.

Условието е : U_cм < U_e.

От разглежданията в глава I се вижда, че при фазова манипулация (най-често използваната в съвременните мрежи) с четири фазови състояния може да се предават по два бита (два импулса) на кодова комбинация. Редуването е през 90 , като φ = π/4 съответства на 00 ; φ = (¾) π – 01 ; φ = (5π/4) – 11 ; φ = (7/4)π -10 . Тези дефазирания могат най-точно и лесно да бъдат открити и отчетени чрез система за фазова автоматична донастройка на честотата (ФАДЧ). Чрез системата за ФАДЧ са изградени всички съвременни модеми в телекомуникациите и компютърните мрежи.

Фиг.2.22 Блокова схема на демодулатора на модем.

Класификация на модемите

Според изпълнението:

• 
  външни — включват се към com, usb или към Ithernet(LAN) порта и най-често имат собствено захранване.
  
• 
  вътрешни — монтират се вътре в компютъра в специален слот ISA, PCI, PCMCIA
  

Според вида на синхронизацията:

• 
  Синхронни - работят в режим на синхронно поблоково предаване и генерират сигнали за синхронизация.
  
• 
  Асинхронни - нискоскоростни.
  
• 
  Смесени - работещи както в синхронен, така и в асинхронен режим. Те сами генерират сигнали за синхронизация, като обикновено работят с фиксирана скорост на предаване.
  

Според типа на модулацията:

• 
  модеми с дискретна амплитудна манипулация - Променя се големината на сигнала в зависимост дали е 1 или 0 .
  
• 
  модеми с дискретна честотна манипулация - Промяна на честота на сигнала за индициране на 0 или 1.
  
• 
  модеми с дискретна фазова манипулация - Извършва се промяна на фазата за индуциране на 0 или 1.
  
• 
  модеми с комбинирани и сложни типове манипулации
  

Според поддържаните режими на обмен:

• 
  дуплекс
  
• 
  полудуплекс
  
• 
  симплекс
  

Модемите днес

За да създадат по-бързи модеми, на разработчиците се наложило да използват по-съвършени техники за предаването на данни. Първо те преминали на phase-shift keying, а след това я подобрили до quadrature amplitude modulation - модулиране на честотата (като при радиото) - тези техники позволяват да се вмъкне огромно количество информация, като се използва носеща честота от 3 000 херца. Тя се използва и в днешните 56К модеми. Следващата стъпка в модемната еволюция е т.н. ADSL - Asymmetric Digital Subscriber Line - те използват факта, че от всеки дом до телефонната централа има прекаран меден кабел. Този кабел сам по себе си може да носи много повече информация, отколкото да се използва само за гласова връзка - така се достига до скорости до 1Mb/s на ъплоад и 8Mb/s на даунлоад. Има само един недостатък - може да се предлага главно от телефонни оператори, понеже модемът-приемник трябва да се намира не къде да е, а точно в телефонната централа, най-близо до дадения дом, защото сигналът ползва кабела като кабел, а не като връзка с телефонната централа (т.е., колкото по-далеч е от централата, толкова повече нарастват шумовете и пада скоростта).

Каталог: wp-content -> uploads -> 2010
2010 -> Регионален инспекторат по образованието – бургас съюз на математиците в българия – секция бургас дванадесето състезание по математика
2010 -> 7 клас отговори на теста
2010 -> Закон за ветеринарномедицинската дейност /извадка/ в сила от 02. 05. 2006 г
2010 -> Регионален инспекторат по образованието – бургас съюз на математиците в българия – секция бургас дванадесето състезание по математика
2010 -> Закон за здравето /извадка/ в сила от 01. 01. 2005 г
2010 -> Закон за радиото и телевизията /извадка/ Отразена деноминацията от 07. 1999 г
2010 -> Закон за храните /извадка
2010 -> Регионален инспекторат по образованието – бургас съюз на математиците в българия – секция бургас десето състезание по математика
2010 -> Закон за контрол върху наркотичните вещества и прекурсорите /извадка/ в сила от 03. 10. 1999 г. Отразена деноминацията от 05. 07. 1999 г

Изтегляне 482.04 Kb.

Сподели с приятели: