1. Избрани въпроси от електротехниката Аналогия между електрическо поле и полето на гравитация

Високото напрежение на емитерното съпротивление определя и една дълбока отрицателна обратна връзка, която освен, че осигурява добра линейност при усилването на сигнала, осигурява и добра стабилност на работната точка от температурно естество. За това при изчисляването на базовият делител, изискването токът през делителя да бъде поне 10 пъти по-голям от тока през базата, може да се облекчи, като се приеме, че съотношението може да бъде около пет пъти. От това стойностите на съпротивленията в делителя ще се увеличат, от където шунтиращото му влияние върху входното съпротивление на схемата ще намалее.

Схемата от Фиг. 3.27 показва един похват за по-рационално използване на входното съпротивление на транзистора. Делителят R₁R₂ образува източник на базово напрежение. Чрез съпротивлението R₃ базата се свързва към този източник. Така базата се захранва само от един резистор. Влиянието на съпротивленията в базовия делител може да се пренебрегне, защото те се избират много по-нискоомни от R₃. С увеличаване на R₃ обаче не бива да се прекалява, защото стабилността на работната точка се намалява.



Фиг. 3.27

Друг трик е, при всеки конкретен случай да се мисли, как емитерният повторител да бъде свързан към източника на сигнал директно без базов делител, без прехвърлящ кондензатор и без това да наруши постояннотоковият му режим. Тук правило няма, а се разчита на свободата на въображението и логическата мисъл. Една примерна схема за такова свързване е показана на Фиг. 3.28.

Транзисторът Т₁ работи като усилвателно стъпало по схема общ емитер. В същият момент той може да се разглежда като едното от съпротивленията на базов делител, в който другото съпротивление е R₂. Базата на транзистора Т₂ се захранва от този делител и по променлив, и по постоянен ток. (Схемата е подходяща за микрофонен усилвател.)

На Фиг. 3.29 са показани честотните характеристики. Фазовото отместване в началото на ФЧХ се дължи на двата прехвърлящи кондензатора. Всеки от тях измества фазата най-много на 90⁰, поради което тази характеристика започва от +180⁰.



Фиг.3. 29

ЛАЧХ е в четвърти квадрант защото коефициентът на усилване по напрежение е по-малък от единица. В началния участък малкият коефициент на усилване се дължи на голямото капацитивно съпротивление на прехвърлящите кондензатори при ниски честоти.

При високи честоти емитерният повторител не работи добре. От една страна коефициентът  при радиочестотите намалява, а от това намалява и входното съпротивление. Големите съпротивления в базовия делител обаче образуват с паразитните капацитети големи времеконстанти, а голямата времеконстанта определя ниска срязваща честота. Получените паразитни RC-вериги започват да действат обикновено като нискочестотни филтри и намаляват усилването за високите честоти.
3.6. Усилвателно стъпало по схема обща база

На Фиг. 3.30 е показана схема на усилвателно стъпало с обща база. Базата е замасена чрез кондензаторът С_Б. Входният сигнал се прилага към емитерът, а изходът се взема от колектора. Използват се разделителни кондензатори С_Е и С_К. Кондензаторът С_ф и резисторът R_ф образуват филтър против проникване на паразитни сигнали в захранващия проводник. Съгласно показанията на уредите тази схема има коефициент на усилване по напрежение 156,4 пъти, а входното и съпротивление е 25Ω.

Схемата усилва по напрежение, но не усилва по ток. Входният ток управлява директно емитерния ток. Това е причината за ниското входно съпротивление, което е единственият и недостатък. Именно поради този недостатък схемата ОБ намира ограничено приложение, макар че от тук нататък следват само предимства.

Положителната полувълна на входния сигнал се сумира с емитерния ток, а отрицателната се изважда. При положителната полувълна спадът на напрежение върху емитерното съпротивление расте, потенциалът на емитера се повдига и напрежението между базата и емитера на транзистора намалява. При отрицателната полувълна става обратното.

Емитерното съпротивление не може да бъде шунтирано с кондензатор, защото на него се подава входния сигнал. Тук действа винаги отрицателна обратна връзка. Благодарение на тази обратна връзка, усилвателното стъпало притежава изключителна линейност, което е едно голямо негово предимство.

Когато се работи при високи честоти, паразитните капацитети на P-N преходите започват да играят съществена роля, защото капацитивното им съпротивление става малко. Така например при схемата ОК изходният електрод е емитера, а входният - базата. През капацитета на прехода база-емитер част от входния сигнал може да премине по кацитивен път директно към изхода, а може и част от изходния сигнал да се върне към входа, и да възникне паразитна обратна връзка. Това е много неприятно, защото води до самовъзбуждане. Аналогичен е и случая при схемата ОЕ.


Фиг. 3.31

При схема ОБ изходът и входа са раздерени от два паразитни капацитета (Фиг. 3.31), което прави връзката по-слаба. От друга страна базата е замасена. Всеки паразитен сигнал би се отклонил към маса и не би достигнал до другия извод.

При високи честоти се проявява още едно предимство. Както е известно, коефициентът на усилване по ток при схема ОЕ намалява с увеличаване на честотата и при транзитната честота f_т става равен на единица. При схемата ОБ коефициентът на усилване по ток винаги е близък до 1, което означава, че тя запазва усилвателните си качества до честоти, близки до транзитната.

От фигурата се вижда още една особеност на схемата ОБ. Изходното напрежение е сбор между напрежението на входния сигнал U_вх, и променливото напрежение, формирало се на колектора на транзистора U_ке, т.е.

Ако двете страни на това равенство се умножат с едно и също число, равенството няма да се промени. Нека това е токът I, който е почти еднакъв и за входа и за изхода. Тогава:

или

От получения резултат може да се направи важен извод. Вярно е това, че схемата ОБ има малко входно съпротивление! Вярно е, че за да бъде управлявана, тя иска голяма входяща мощност от източника на сигнал! Тази мощност обаче не се губи, а се добавя към изходната мощност! Следователно, ако схемата ОБ се използва като усилвател на мощност, нейният недостатък може да се игнорира. От тук следва, че схемата ОБ е особено подходяща за линейни усилватели на мощност, използвани най-вече в радио-предавателната техника.

Важен параметър за всяко усилвателно стъпало, независимо по коя схема е изпълнено, е неговото номинално изходно съпротивление. Когато съпротивлението на товара клони към безкрайност, токът през товара клони към нула, а напрежението на товара заема някаква максимална стойност. Мощността на товара обаче при този режим е нула. С намаляване на съпротивлението R_т, токът I_т расте, но напрежението U_т започва да намалява. Мощността в P_т обаче расте. С по-нататъшно намаляване на съпротивлението токът продължава да расте и напрежението продължава да намалява. Докато това напрежение е в прилични граници, мощността продължава да расте, но идва момент, при който напрежението на товара става твърде малко и отдаваната мощност започва да намалява (Фиг. 3.33). Онази стойност на съпротивлението на товара, за която изходната мощност има максимална стойност, определя номиналното изходното съпротивление на схемата.



Фиг. 3.33

Оптимизиране на съпротивлението на товара е необходимо при усилвателите на мощност. Ако това не се извърши, к.п.д. на стъпалото намалява, а разсейваната върху крайния транзистор мощност се увеличава и той може да прегрее. При усилвателите на напрежение пък често пъти се предпочита съпротивлението на товара да бъде по-голямо от номиналното, за да не се натоварва стъпалото.

При разгледаните усилвателни стъпала работната точка се избираше в линейния участък от характеристиката I_к=f(U_б). Това е така нареченият режим клас А. За него е характерно, че постоянната съставка на колекторния ток е винаги една и съща и при липса на сигнал, и при слаб сигнал, и при силен сигнал. Този ток, умножен по колекторното напрежение, определя мощността в колекторната верига. Когато липсва сигнал, тази мощност не се отдава към товара, а остава върху колектора на транзистора и предизвиква неговото загряване, докато при наличието на сигнал, отдаваната към товара мощност е по-малка от 50%. От тук следва, че мощни усилвателни стъпала не бива да работят в режим клас А, защото от една страна се утежнява режима на крайните транзистори, а от друга - консумираната мощност от стъпалото става неоправдано голяма в сравнение с изходната мощност.

Мощните усилвателни стъпала работят обикновено в режим клас AB, а в радио-предавателната техника - в клас B и клас С. Работната точка за режим клас AВ се избира в закривения начален участък от характеристиката (Фиг. 3.34). Това практически се постига, като при липса на сигнал се осигури слаб начален колекторен ток I₀. При наличие на сигнал колекторният ток расте с увеличаване на входното напрежение. Формира се средна стойност на тока, която за разлика от режим клас А, се променя в зависимост от силата на сигнала. Това води до подобряване к.п.д. на стъпалото.

От фигурата се вижда обаче, че формата на колекторният ток в режим клас АВ е отрязана отдолу, защото положителната полувълна на входното напрежение увеличава тока, но отрицателната запушва транзистора. Това би довело до големи нелинейни изкривявания в изходния сигнал. Проблемът се решава чрез противотактно свързване на два транзистора така, че единият да работи през положителната полувълна, а другият – при отрицателната. Изходното напрежение се формира, като се съберат двете полувълни и така запазва формата на входния сигнал. Необходима е обаче пълна еднаквост в параметрите на двата транзистора и елементите около тях.

Включване на нелинейни елементи в мостови схеми е един от класическите начини в техниката за линеаризиране на нелинейни характеристики. Такова свързване се нарича още диференциално свързване.

На Фиг. 3.35 е направена графична илюстрация на линеаризиране на характеристика чрез диференциално свързване на елементи. Върху отделни координатни системи са показани зависимостите I_К1=f(U_Б1) и I_К2=f(U_Б2) на два транзистора, работещи в противотакт. Чрез подходящи схемни решения тези характеристики могат взаимно да се разместват в равнината. Ако те са напълно огледални и се избере подходяща обща точка между характеристиките, може да се получи една обща линейна характеристика, симетрична спрямо тази точка, която може да бъде начало на обща за двете характеристики координатна система I_К=f(U_Б).

На Фиг.3.36. е показана примерна схема на двутактно усилвателно стъпало. Използват се два транзистора от противоположен тип с напълно еднакви характеристики. Такава двойка транзистори се нарича комплементарна двойка и обикновено се продава в комплект. Двата транзистора работят като емитерни повторители с общо емитерно съпротивление, което в случая е съпротивлението на товара R₆.



Фиг. 3.36

Базовият делител е образуван от съпротивленията R₁, R₂ и R₃. Чрез регулиране на тример-потенциометъра R₂ при липса на сигнал се задава началния ток през транзисторите. Напрежението върху съпротивлението R₂ ще бъде сбора от напреженията на двата емитерни прехода и ще има стойност около 1,3V. Чрез изменение на това напрежение се търси подходящата обща точка между характеристиките в съответствие с Фиг. 3.35.

За целта може да се постави амперметър в колекторната верига за измерване на началния ток. При липса на сигнал този амперметър трябва да показва ориентировъчно около 5% до 10% от тока при максимална мощност. Окончателен критерий е видът на изходното напрежение върху осцилоскопа. Ако началният ток не е достатъчно голям, се получават прекъсване във формата на изходния сигнал, когато двата транзистора се превключват в началото и края на всяка полувълна (Фиг. 3.37). Ако началният ток е голям, изходният сигнал е синусоидален, но усилвателното стъпало излиза от клас АВ, преминава в клас А и разсейваната мощност рязко нараства. При настройка трябва да се търси границата между двете състояния.



Фиг. 3.37

Нормално е, при тези стъпала мощните транзистори да загряват. Практически е допустима температурата върху тях, която може все още да се търпи при продължително пипане с ръка. Това загряване се предизвиква от силния ток в крайното стъпало. Резисторите R₄ и R₅ въвеждат отрицателна обратна връзка за температурно стабилизиране на транзисторите.

Ако R₄ и R₅ не се поставят, съпротивлението на загретия транзистор ще намалее поради отрицателния температурен коефициент на съпротивление на полупроводниците и токът през тях ще нарасне. От това ще нарасне загряването, от което токът ще се увеличи още повече, от което отново ще се увеличи температурата и т.н. до прегряването на полупроводника. В този процес въпросните съпротивления увеличават спада на напрежение върху себе си при увеличаване на тока, повдигат емитерите на транзисторите, с което ги предпазват от изгаряне. Стойностите им зависят от мощността на усилвателя и са от 0,1Ω до 1Ω. При проектиране се приема спадът върху тях да бъде около 1V за номиналния среден ток на усилвателя.

На Фиг. 3.38 е показана схема на квази-комплементарно усилвателно стъпало. Думата квази означава: близко до, подобно, почти. По тази схема се изпълняват усилвателни стъпала за голяма мощност. Крайните транзистори Т₃ и Т₄ са от един и същи тип. Характеристиките им трябва да бъдат също еднакви. Резисторите R₄ и R₅ са от порядъка на 50Ω до 100Ω. Конкретната им стойност зависи от мощността на усилвателя.

Когато разсейваната мощност на крайните транзистори не е достатъчна, те могат да се свързват в паралел. Тук обаче трябва да се отчетат някои особености. Първата особеност е, че мощните транзистори имат малък коефициент на усилване по ток β, поради което сумарният базов ток става значителен. Това налага да се прибегне до използването на съставен транзистор (схема Дарлингтон), при която първият транзистор Т₁ е усилвател по ток (Фиг. 3.39).

Втората особеност е, че ако не се вземат мерки, никой не може да гарантира това, че паралелно свързаните транзистори ще си разпределят колекторния ток поравно. Например, ако максималният допустим ток през всеки транзистор е 10А, а токът през крайното стъпало е 30А, то един от тях би пропуснал например 10А, другият 8А а третия – 12А. Естествено, че третият транзистор ще се окаже претоварен и ще изгори. Неговият ток ще поемат останалите два, те също ще се претоварят и те ще изгорят. Уеднаквяването на токовете през транзисторите се извършва от емитерните съпротивления R₂, R₃ и R₄. Ролята им е да създадат отрицателна обратна връзка. Когато съпротивленията са еднакви, и спадовете върху тях също ще бъдат еднакви. Напреженията на емитерния преход са почти еднакви, поради което може да се запише, че

Токът през транзистора ще се колебае в такт с входния сигнал U_Б, но от формулата се вижда, че ще се определя и от емитерното съпротивление. Спадът на напрежение върху него се избира обикновено да бъде около 1V при максимална изходна мощност.

Като усилвателен елемент се използват най-често полевите транзистори с P-N преход или MOS-транзистори с вграден канал. Полевите транзистори с индуциран канал могат също да се използват, но те са по-подходящи за транзисторни ключове, за които ще стане въпрос по-късно.

И при усилвателите с полеви транзистори е важен постояннотоковият режим, и изборът на работната точка. Характерни са също режимите на работа клас А, В и С (Фиг. 3.40). При маломощните усилватели се работи най-често в режим клас А. Работната точка се избира в линейния участък на характеристиката. На нея съответстват две координати –U_г0 и I_д0. Координатата –U_г0 е аргумент и се намира върху абсцисата, а I_г0 е следствието (функция).

Осигуряването на отрицателно напрежение на гейта може да стане по два начина – чрез отделен източник или автоматично. Вторият подход се използва по-често.

Редно е да се отбележи, че всички разсъждения за усилвателно стъпало с полеви транзистор с вграден N канал са напълно аналогични за усилвателно стъпало с радиолампа с пет електрода, наречена пентод и до известна степен с триелектродна лампа, наречена триод. Радиолампите имат вече тясна област на приложение, но все още се използват при усилватели на мощност за висока честота. Същият принцип използват кинескопите, електронните микроскопи и др.

На Фиг. 3.41 е показана схема на усилвателно стъпало с полеви транзистор, от която се вижда и начинът за осигуряване на постояннотоковия режим. Принципът ще бъде обяснен с конкретен пример.

Нека транзисторът е ВС264С. От справочник се намира, че този транзистор се запушва при напрежение на гейта от -2,7V. Следователно началната стойност на напрежението на гейта при липса на сигнал ще бъде някъде по средата на интервала (-2,7V; 0V). Точната стойност зависи от необходимия ток на дрейна и от максималния размах на входното напрежение.



Фиг. 3.42

На Фиг. 3.42 е показана идеализирана зависимостта I_д=f(U_г). Прието е, че графиката представлява права линия, която пресича абсцисната ос в точка с координати (U_гн; 0). Математическото описание на права линия е:

където (x₁:y₁) са координатите на една конкретна точка от правата, k е ъгловият коефициент, а (y:x) са координатите на коя да е точка от правата. В случая y е токът в дрейна I_д, x e напрежението на гейта U_г, а ъгловият коефициент k e стръмността на характеристиката S.

Ако се избере конкретната точка с координати (U_гн; 0), математическото описание на характеристиката ще бъде:

От тази формула може да се изчисли стойността на тока за която и да е точка, за която е зададено напрежението на гейта.

От тук могат да се изчислят съпротивленията на дрейна и сорса. Разсъжденията са следните.

Съпротивлението на гейта R_г се избира в зависимост от изходното съпротивление на източника на сигнал. На практика то се изменя в широки граници. За ниски честоти е от 100К до 1М. (При MOS-транзисторите може да достигне до 10М.) При високи честоти се избира с по-малка стойност.

През съпротивлението R_г ток не тече, върху него не се създава спад на напрежение и потенциалът на гейта е практически равен на потенциала на масата. Следователно спадът на напрежение върху съпротивлението R_с ще бъде U_г0, от където самото съпротивление ще бъде:

Съпротивлението в дрейна се определя в зависимост от желания коефициент на усилване и максималния размах на изходното напрежение. Разсъжденията са както при усилвателно стъпало с биполярен транзистор. Тук напрежението от 1,2V е изгубено върху сорсовото съпротивление. То осигурява автоматично отрицателното преднапрежение на гейта, но едновременно с това стабилизира и работната точка чрез ООВ. Ако захранващото напрежение е 12V, остават 10,8V общо за дрейновото съпротивление и транзистора. Максимален динамичен диапазон се получава, когато това напрежение се разпредели поравно, а по-голям коефициент на усилване се постига, когато напрежението върху дрейновото съпротивление е по-голямо от това върху транзистора.

Нека спадът върху дрейновото съпротивление да бъде 5,8V, а напрежението върху транзистора да бъде 5V. Тогава:

Тези изчисления са приблизителни, но достатъчно точни за практиката. Окончателните стойности на съпротивленията могат да се доуточнят опитно, но най-често резултатите са в рамките на допустимото. При практическата реализация на схемата се получиха следните резултати:

I_д0=1,7mA; U_гс0=4,48V ; U_г0=-1,39V

И тук е необходимо галваническо разделяне на електродите на транзистора от източника на сигнал и от товара, за да не се наруши постояннотоковият режим. За тази цел се поставят прехвърлящи кондензатори. Макар и по-ограничено, се използват и трансформатори. Тук може също на има схема с общ сорс, с общ дрейн и с общ гейт. Поведението им е аналогично, както при усилвателните стъпала с биполярен транзистор.

корекции и редакция: Багрян Бахнев